Elektronik

İÇİNDEKİLER İÇİNDEKİLER SAYFA BÖLÜM – I 1 REZONANS DEVRELERİ ................................................................................................. I-1 1.1 GİRİŞ................................................................................................................................... I1 1.1.1 PASİF DEVRE ELEMANLARI........................................................................................... I-1 1.1.2 DİRENÇLİ AC DEVRE....................................................................................................... I-1 1.1.3 BOBİNLİ AC DEVRE......................................................................................................... I-2 1.1.4 KONDANSATÖRLÜ AC DEVRE...................................................................................... I-3 1.2 SERİ (RLC) REZONANS DEVRESİ................................................................................... I-5 1.2.1 REZONANS DURUMU...................................................................................................... I-6 1.2.2 REZONANS ÜSTÜ ÇALIŞMA................................................................................... ...... I-8 1.2.3 REZONANS ALTI ÇALIŞMA............................................................................................ I-9 1.2.4 SERİ RLC DEVRESİ BAND GENİŞLİĞİ........................................................................... I-11 1.2.5 SERİ (RLC) REZONANS DEVRESİ ÖZELLİKLERİ......................................................... I-16 1.3 PARALEL REZONANS DEVRESİ..................................................................................... I-18 1.3.1 REZONANS DURUMU...................................................................................................... I-19 1.3.2 REZONANS ÜSTÜ ÇALIŞMA DURUMU........................................................................ I-20 1.3.3 REZONANS ALTI ÇALIŞMA DURUMU.......................................................................... I-21 BÖLÜM – II file:/ / / E|/ depo/ elektronik/ elektronik/ elektronikİÇİNDEKİLER.htm (1 / 10) [ 15.01.2009 18:27:04 ] İÇİNDEKİLER 2 DALGA ŞEKİLLENDİRİCİLER......................................................................................... II-1 2.1 GİRİŞ................................................................................................................................... II-1 2.1.1 RC ZAMAN SABİTESİ....................................................................................................... II-2 2.1.2 KONDANSATÖRÜN ŞARJ OLMA HIZI.......................................................................... II-4 2.1.3 RL DEVRESİ ZAMAN SABİTESİ ..................................................................................... II-8 2.1.4 ZAMAN SABİTELERİNİN SINIFLANDIRILMASI ......................................................... II-12 2.1.5 DALGA ŞEKİLLENDİRME İŞLEMİ ................................................................................. II-13 2.1.6 TÜREV ALICI DEVRELER ................................................................................................ II-14 2.1.7 İNTEGRAL ALICI DEVRELER ......................................................................................... II-15 BÖLÜM – III 3 YARI İLETKEN ESASLARI............................................................................................... III-1 3.1 GİRİŞ .................................................................................................................................. III-1 3.1.1 İLETKEN, YALITKAN VE YARIİLETKENLER .............................................................. III-1 3.1.2 SİLİSYUMUN KRİSTAL YAPISI .............................................................................. ...... III-4 3.1.3 SAF SİLİSYUMUN İLETKENLİĞİNİN ARTTIRILMASI ................................................ III-6 3.1.4 N TİPİ YARIİLETKENİN OLUŞUMU .............................................................................. III-7 3.1.5 P TİPİ YARIİLETKENİN OLUŞUMU ............................................................................... III-8 3.1.6 N TİPİ YARIİLETKENDE AKIM YÖNÜ VE ELEKTRON HAREKETİ .......................... III-10 3.1.7 P TİPİ YARIİLETKENDE AKIM YÖNÜ VE OYUK file:/ / / E|/ depo/ elektronik/ elektronik/ elektronikİÇİNDEKİLER.htm (2 / 10) [ 15.01.2009 18:27:04 ] İÇİNDEKİLER HAREKETİ .................................... III-11 3.1.8 P-N YÜZEY BİRLEŞMESİ VE KRİSTAL DİYODUN OLUŞUMU ................................. III-12 3.1.9 KRİSTAL DİYODUN DÜZ KUTUPLANMASI ( DÜZ POLARMA ) ............................... III-13 3.1.10 KRİSTAL DİYODUN TERS KUTUPLANMASI ( TERS POLARMA ) ............................ III-14 3.2.1 KRİSTAL DİYODUN KARAKTERİSTİKLERİ ................................................................ III-15 3.2.2 DİYOD KARAKTERİSTİK EĞRİSİNİN ÇIKARILMASI İÇİN GEREKLİ DEVRE . III-18 3.2.3 ZENER DİYOD .................................................................................................................. III-21 BÖLÜM – IV 4 YARIİLETKEN GÜÇ KAYNAKLARI............................................................................... IV-1 4.1 GİRİŞ .................................................................................................................................. IV-1 4.1.1 YARIİLETKEN GÜÇ KAYNAĞI PRENSİPLERİ ............................................................. IV-1 4.1.2 YARIM DALGA DOĞRULTMAÇ ..................................................................................... IV-3 4.1.3 TAM DALGA DOĞRULTMAÇ ......................................................................................... IV-7 4.1.4 KÖPRÜ TİPİ DOĞRULTMAÇ........................................................................................... IV-10 4.2 FİLTRE DEVRELERİ ......................................................................................................... IV-11 4.2.1 L TİPİ FİLTRE DEVRESİ ................................................................................................... IV-11 π TİPİ FİLTRE 4.2.2 DEVRESİ ................................................................................................... IV-12 4.3 DİYOD DEVRELERİ .......................................................................................................... IV-13 4.3.1 GERİLİM LİMİTLEYİCİ DEVRELERİ .............................................................................. IV-13 4.4 GERİLİM ÇOĞALTICI DEVRELERİ ................................................................................ IV-15 file:/ / / E|/ depo/ elektronik/ elektronik/ elektronikİÇİNDEKİLER.htm (3 / 10) [ 15.01.2009 18:27:04 ] İÇİNDEKİLER 4.4.1 GERİLİM İKİLEYİCİ DEVRESİ ........................................................................................ IV-15 4.4.2 GERİLİM ÜÇLEYİCİ DEVRESİ ........................................................................................ IV-16 4.4.3 KIRPICI VE KENETLEYİCİ DEVRELER ......................................................................... IV-17 4.4.3.1 BASİT KIRPICI DEVRELER ............................................................................................. IV-17 4.4.3.2 BASİT KENETLEYİCİ DEVRELER .................................................................................. IV-18 4.5 ZENER DİYODLA YAPILAN REGÜLATÖRLER ............................................................ IV-18 BÖLÜM – V 5 TRANSİSTÖRLER.............................................................................................................. V-1 5.1 GİRİŞ .................................................................................................................................. V-1 5.1.1 PNP TİPİ YÜZEY BİRLEŞMELİ TRANSİSTÖRLER ....................................................... V-1 5.1.2 NPN TİPİ YÜZEY BİRLEŞMELİ TRANSİSTÖRLER ....................................................... V-5 6 NPN TİPİ TRANSİSTÖRDE BEYZ AKIMIYLA KOLLEKTÖR AKIMININ KONTROL EDİLMESİ ...................................................................................................... V-6 6.1 TRANSİSTÖR SEMBOLLERİ ........................................................................................... V-7 6.2 TRANSİSTÖR BAYASLAMALARI .................................................................................. V-7 6.2.1 PNP TİPİ TRANSİSTÖRÜN DÜZ BAYASLANMASI ..................................................... V-8 6.2.2 PNP TİPİ TRANSİSTÖRÜN TERS BAYASLANMASI .................................................... V-9 6.2.3 NPN TİPİ TRANSİSTÖRÜN DÜZ BAYASLANMASI .................................................... V-10 6.2.4 NPN TİPİ TRANSİSTÖRÜN TERS BAYASLANMASI ................................................... V-11 file:/ / / E|/ depo/ elektronik/ elektronik/ elektronikİÇİNDEKİLER.htm (4 / 10) [ 15.01.2009 18:27:04 ] İÇİNDEKİLER BÖLÜM – VI 7 TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTEÇLER................................................................................. VI-1 7.1 GİRİŞ .................................................................................................................................. VI-1 7.1.1 TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTEÇLER ................................................................................ VI-2 7.1.2 TRANSİSTÖRÜN I.BÖLGE KARAKTERİSTİK EĞRİSİNİN ÇIKARILMASI ............... VI-2 7.1.3 TRANSİSTÖRÜN II.BÖLGE KARAKTERİSTİK EĞRİSİNİN ÇIKARILMASI .............. VI-4 7.1.4 TRANSİSTÖRÜN III.BÖLGE KARAKTERİSTİK EĞRİSİNİN ÇIKARILMASI ............. VI-5 7.1.5 TRANSİSTÖRÜN IV.BÖLGE KARAKTERİSTİK EĞRİSİNİN ÇIKARILMASI ............ VI-6 7.2 I.BÖLGE KARAKTERİSTİK EĞRİLERİ ÜZERİNDEN TRANSİSTÖRÜN ÇIKIŞ EMPEDAMSI, β AKIM KAZANCININ BULUNMASI VE YÜK DOĞRUSUNUN ÇİZİLMESİ ............................................................................................ VI-6 TRANSİSTÖRÜN ÇIKIŞ EMPEDANSININ 7.2.1 BULUNMASI ............................................ VI-7 TRANSİSTÖRÜN ( β ) AKIM KAZANCININ 7.2.2 BULUNMASI ......................................... VI-8 7.2.3 YÜK DOĞRUSUNUN ÇİZİLMESİ ................................................................................... VI-9 6.3 TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTEÇLERİN ÇALIŞMA SINIFLARI ...................................... VI-10 6.3.1 A SINIFI ÇALIŞAN TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTECİN İNCELENMESİ ...................... VI-11 6.3.2 AB SINIFI ÇALIŞAN TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTECİN İNCELENMESİ .................... VI-13 6.3.3 B SINIFI ÇALIŞAN TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTECİN İNCELENMESİ ...................... VI-15 6.3.4 C SINIFI ÇALIŞAN TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTECİN İNCELENMESİ ...................... VI-16 6.4 TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTEÇLERİN BAĞLANTI ............. ŞEKİLLERİNE GÖRE ANALİZİ ....................................................................................... VI-18 file:/ / / E|/ depo/ elektronik/ elektronik/ elektronikİÇİNDEKİLER.htm (5 / 10) [ 15.01.2009 18:27:04 ] İÇİNDEKİLER 6.4.1 EMİTERİ MÜŞTEREK DEVRE ANALİZİ ......................................................................... VI-19 6.4.2 BEYZİ MÜŞTEREK DEVRE ANALİZİ ............................................................................. VI-25 6.5 GÜÇ YÜKSELTEÇLERİNE GİRİŞ .................................................................................... VI-31 6.6 DENGELİ GÜÇ YÜKSELTECİ ......................................................................................... VI-31 6.7 FAZ BÖLÜCÜLER ............................................................................................................. VI-33 6.8 TÜMLER SİMETRİ GÜÇ YÜKSELTECİ .......................................................................... VI-34 6.9 BEYZİ ORTAK KARIŞIK BAĞLI YÜKSELTEÇLER ...................................................... VI-35 6.10 AMPLİFİKATÖRLERDE KUPLAJ METODLARI ............................................................ VI-37 6.10.1 TRANSFORMATÖR KUPLAJI ......................................................................................... VI-37 6.10.2 RC KUPLAJI ...................................................................................................................... VI-39 6.10.3 DİREKT KUPLAJ .............................................................................................................. VI-40 6.10.4 EMPEDANS KUPLAJI ...................................................................................................... VI-41 BÖLÜM – VII 7 ÖZEL YARI İLETKENLER................................................................................................. VII-1 7.1 GİRİŞ .................................................................................................................................. VII-1 7.1.1 ALAN ETKİLİ TRANSİSTÖRLER ................................................................................................................ VII-1 7.1.2 JFET’İN ÇALIŞMASI ........................................................................................................ VII-2 7.1.3 JFET PARAMETRELERİ ................................................................................................... VII-4 7.1.4 MOSFET’LER .................................................................................................................... file:/ / / E|/ depo/ elektronik/ elektronik/ elektronikİÇİNDEKİLER.htm (6 / 10) [ 15.01.2009 18:27:04 ] İÇİNDEKİLER VII-6 7.1.5 MOSFET’İN ÇALIŞMASI ................................................................................................. VII-7 7.1.6 MOSFET’İN KARAKTERİSTİKLERİ ............................................................................... VII-9 7.1.7 JFET’LE YAPILAN YÜKSELTEÇ DEVRE ....................................................................... VII-11 7.1.8 MOSFET’LE YAPILAN YÜKSELTEÇ DEVRE ................................................................ VII-12 7.1.9 UNI JUNKTION TRANSİSTÖRÜN ÇALIŞMA PRENSİBİ ............................................. VII-12 7.1.10 UJT İLE YAPILAN RELAKSASYON ( RELAXTION ) OSİLATÖRÜ ............................ VII-15 7.1.11 SİLİKON KONTROLLÜ DOĞRULTMAÇ ....................................................................... VII-15 7.1.12 TRANSİSTÖRLE YAPILAN GERİLİM KONTROL DEVRESİ ........................................ VII-17 7.1.13 TRİYAK VE UYGULAMALARI ....................................................................................... VII-18 BÖLÜM – VIII 8 ÖZEL TİP YÜKSELTEÇLER.............................................................................................. VIII-1 8.1 DAR BAND YÜKSELTECİ ............................................................................................... VIII-1 8.2 GENİŞ BAND YÜKSELTEÇLERİ ..................................................................................... VIII-2 8.2.1 KARE DALGA KARAKTERİSTİĞİ .................................................................................. VIII-3 8.3 GENİŞ BAND YÜKSELTECİNİN ÇALIŞMA PRENSİBİ ................................................ VIII-4 8.4 DİFERANSİYEL YÜKSELTEÇLER .................................................................................. VIII-5 8.5 İŞLEMSEL YÜKSELTEÇLERE GİRİŞ .............................................................................. VIII-6 8.6 İŞLEMSEL YÜKSELTEÇLER ........................................................................................... VIII-6 8.7 OP-AMP’IN KULLANILDIĞI YERLER ........................................................................... VIII-9 file:/ / / E|/ depo/ elektronik/ elektronik/ elektronikİÇİNDEKİLER.htm (7 / 10) [ 15.01.2009 18:27:04 ] İÇİNDEKİLER 8.7.1 OP-AMP’IN FAZ ÇEVİREN YÜKSELTEÇ OLARAK KULLANILMASI ...................... VIII-9 8.7.2 OP-AMP’IN FAZ ÇEVİRMEYEN YÜKSELTEÇ OLARAK KULLANILMASI .............. VIII-10 8.7.3 OP-AMP’IN GERİLİM İZLEYİCİ OLARAK KULLANILMASI ...................................... VIII-12 8.7.4 OP-AMP’IN TOPLAR YÜKSELTEÇ OLARAK KULLANILMASI ................................ VIII-13 8.7.5 OP-AMP’IN FARK YÜKSELTECİ OLARAK KULLANILMASI ................................... VIII-15 8.7.6 OP-AMP’IN KARŞILAŞTIRICI OLARAK KULLANILMASI ........................................ VIII-19 8.7.7 OP-AMP’IN İNTEGRAL ALICI DEVRE OLARAK KULLANILMASI ........................... VIII-21 8.7.8 OP-AMP’IN TÜREV ALICI DEVRE OLARAK KULLANILMASI ................................. VIII-23 8.7.9 OPAMPIN LOGARİTMİK YÜKSELTEÇ OLARAK KULLANILMASI ......................... VIII-25 8.7.10 OP-AMP’IN YARIM DALGA DOĞRULTMAÇ OLARAK KULLANILMASI ............... VIII-27 8.7.11 OP-AMP’IN TAM DALGA DOĞRULTMAÇ OLARAK KULLANILMASI .................... VIII-29 8.7.12 OP-AMP’IN GERİLİM KONTROLLÜ OSİLATÖR OLARAK KULLANILMASI .......... VIII-30 8.7.13 OP-AMP’IN ALÇAK GEÇİREN FİLTRE OLARAK KULLANILMASI .......................... VIII-31 8.7.14 OP-AMP’IN YÜKSEK GEÇİREN FİLTRE OLARAK KULLANILMASI ....................... VIII-33 8.7.15 OP-AMP’IN BAND GEÇİREN FİLTRE OLARAK KULLANILMASI ............................ VIII-35 8.8 OP-AMP PARAMETRELERİ ............................................................................................ VIII-37 BÖLÜM – IX 9 DALGA MEYDANA GETİRME USULLERİ...................................................................... IX-1 9.1 DALGA MEYDANA GETİRME USULLERİNE GİRİŞ ..................................................... IX-1 9.2 DALGA ÜRETEÇLERİNİN file:/ / / E|/ depo/ elektronik/ elektronik/ elektronikİÇİNDEKİLER.htm (8 / 10) [ 15.01.2009 18:27:04 ] İÇİNDEKİLER SINIFLANDIRILMASI ......................................................... IX-1 9.3 OSİLASYON İÇİN GEREKLİ ŞARTLAR ......................................................................... IX-2 9.4 SİNÜSOİDAL DALGA ÜRETEÇLERİ .............................................................................. IX-3 9.5 KRİSTALLER ..................................................................................................................... IX-4 9.5.1 KRİSTALİN YAPISI VE ÇALIŞMASI .............................................................................. IX-4 9.6 KARE DALGA ÜRETEÇLERİ VE DEVRE ÇEŞİTLERİ .................................................... IX-5 9.6.1 KARARSIZ ( ASTABLE ) MULTİVİBRATOR .................................................................. IX-5 9.6.2 TEK KARARLI ( MONOSTABLE ) MULTİVİBRATOR .................................................. IX-7 9.6.3 ÇİFT KARARLI ( BISTABLE ) MULTİVİBRATOR ......................................................... IX-8 BÖLÜM – X 10 OSİLATÖRLER................................................................................................................... X-1 10.1 OSİLATÖRE GİRİŞ ........................................................................................................... X-1 10.2 OSİLATÖR ÇEŞİTLERİ ..................................................................................................... X-4 10.2.1 TRANSİSTÖRLÜ FAZ KAYMALI R-C OSİLATÖRÜ ................................................... X-4 10.2.2 OP-AMP’LI FAZ KAYMALI R-C OSİLATÖRÜ ............................................................ X-5 10.2.3 ARMSTRONG OSİLATÖR ............................................................................................... X-7 10.2.4 SERİ BESLEMELİ HARTLEY OSİLATÖRÜ .................................................................... X-8 10.2.5 PARALEL BESLEMELİ HARTLEY OSİLATÖRÜ ............................................................ X-9 10.2.6 TRANSİSTÖRLÜ COLPITS OSİLATÖRÜ ....................................................................... X-10 file:/ / / E|/ depo/ elektronik/ elektronik/ elektronikİÇİNDEKİLER.htm (9 / 10) [ 15.01.2009 18:27:04 ] İÇİNDEKİLER 10.2.7 OP-AMP’LI COLPITS OSİLATÖRÜ ................................................................................ X-12 10.2.8 VOLTAJ KONTROLLÜ OSİLATÖR ................................................................................ X-13 10.2.9 KRİSTAL KONTROLLÜ OSİLATÖRLER ....................................................................... X-14 10.2.10 TRANSİSTÖRLÜ TESTERE DİŞİ JENERATÖRÜ ............................................................ X-16 file:/ / / E|/ depo/ elektronik/ elektronik/ elektronikİÇİNDEKİLER.htm (10 / 10) [ 15.01.2009 18:27:04 ] BÖLÜM I REZONANS DEVRELERİ 1.1 GİRİŞ Rezonans, bobin ve kondansatör kullanılan AC elektrik ve elektronik devrelerinde oluşan özel bir durumdur. Herhangi bir AC devrede bobinin “Endüktif Reaktans” ı ile kondansatörün “Kapasitif Reaktans” ının eşit olması halinde, devre rezonansa gelir. Bilindiği gibi, bobin ve kondansatörün alternatif akıma gösterdiği zorluğa reaktans denir. Rezonans, ilerideki bölümlerde genişletilerek incelenecektir. Rezonans devreleri, seri ve paralel olmak üzere iki bölümden oluşur. Rezonans devreleri, radarların verici (Transmitter) ve alıcılarının (Receiver) çalışma frekanslarını kontrol etmede ve radyo alıcılarında istenilen istasyon frekanslarının ayarlanmasında (Tuning) kullanılır. 1.1.1 PASİF DEVRE ELEMANLARI Rezonans devrelerini incelemeden önce pasif devre elemanlarının alternatif akıma karşı gösterdikleri tepkilerin tek tek incelenmesi, konunun daha iyi anlaşılabilmesi için faydalı olacaktır. Bilindiği gibi pasif devre elemanları direnç ( R ), bobin ( L ) ve kondansatördür ( C ). 1.1.2 DİRENÇLİ AC DEVRE Şekil 1.1’de dirençli AC devre görülmektedir. Devrede AC kaynağa sadece direnç bağlanmıştır. Bilindiği gibi direncin akım veya gerilim depolama özelliği yoktur. Direnç, devreden geçen akıma sadece omik bir zorluk gösterir. Bu nedenle direnç üzerinde düşen gerilimle, kaynak gerilimi arasında herhangi bir faz, frekans ve gerilim farkı oluşmaz. Aynı zamanda gerilimle akım arasında da Şekil 1.1 Dirençli AC Devresi I= EmSinωt R faz farkı meydana gelmez. Buna göre devreden geçen akım şu şekilde hesaplanır: veya I = E R 1 E,UR t IR E,UR IR Şekil 1.3 Dirençli AC devresi fazör (vektör)diyagramı t Şekil 1.2’de devreye ait sinyal grafiği verilmiştir. Bu grafik incelendiğinde; kaynak gerilimi ( E ) ile Şekil 1.2 Dirençli AC devresi sinyal grafiği. direnç üzerinde düşen gerilim ( UR ) ve dirençten geçen akımın ( IR ) aynı fazda olduğu görülür. Şekil 1.3’teki fazör diyagramından da bu durum gözlenebilir. Sonuç olarak direnç, alternatif akıma karşı değeri oranında omik bir zorluk gösterir. Gerilim veya akım depolama özelliği olmadığından, devrede herhangi bir faz farkı oluşmaz. 1.1.3 BOBİNLİ AC DEVRE Şekil 1.4’te bobinli AC devre görülmektedir. Devrede saf endüktanslı bir bobin AC kaynağa bağlanmıştır. Saf bobin, omik direnci 0 Ω olan endüktans anlamına gelir. Gerçekte her bobin, bir iletkenden yapıldığı için iletkenin uzunluğuyla değişen bir dirence sahiptir. Devredeki bobin ideal kabul edilmiştir. Bobin, üzerinden geçen alternatif akıma Şekil 1.4 Bobinli AC Devresi karşı zorluk gösterme özelliğine sahiptir. Hatırlanacağı gibi bobinin alternatif akıma karşı gösterdiği zorluğa endüktif reaktans ( XL ) demiştik. Bobinden geçen alternatif akım, bobinde bir manyetik alan oluşturur. Bu alan kendini oluşturan akıma göre 180º zıt yönde bir EMK indükler( Lens Kanunu ). Bu nedenle bobin üzerinde düşen gerilimle devreden geçen akım arasında belirli bir faz farkı meydana gelir. Bobin üzerinden geçen akım gerilimden 90° geri kalır. Başka bir deyişle endüktif devrede gerilim, akımdan 90° ileridedir. 2 Bu durum Şekil 1.5 teki sinyal grafiğinde ve Şekil 1.6’daki fazör diyagramında gösterilmiştir. Şekiller dikkatle incelendiğinde bobine uygulanan gerilimle ( E ) bobin üzerinde düşen gerilimin (UL) aynı E,Ul E,UL 0 t 90 180 270 360 IL IL Şekil 1.6 Bobinli AC devresi vektörel diyagramı 0 t 90 180 270 360 Şekil 1.5 Bobinli AC devresi sinyal grafikleri fazda olduğu, bobinden geçen akımın ( IL ) gerilimden 90° geri olduğu görülür. Buna göre devreden geçen akım; I= ( Em Sinω t ) / XL ya da I=UL / XL formülleriyle hesaplanır. Burada dikkat edilmesi gereken husus; bobinin alternatif akıma karşı gösterdiği endüktif reaktansın, bobin değeri ve uygulanan AC gerilimin frekansı ile doğru orantılı olarak değişeceğidir. XL = ωL XL= 2.π.f.L ya da formülleri analiz edildiğinde endüktif reaktansı ( XL ) etkileyen faktörlerin endüktans değeri ( L ) ile AC kaynak geriliminin frekansı olduğu görülecektir. Bobinin endüktans değeri ve / veya frekans arttıkça XL artacak, aksi durumda ise XL azalacaktır. 1.1.4 KONDANSATÖRLÜ AC DEVRE Şekil 1.7’de kondansatörlü AC devre görülmektedir. Bilindiği gibi kondansatör içerisinden doğru akım geçmez. Doğru akımın zamana göre yönü değişmediğinden, kondansatör tek yönlü olarak DC gerilime şarj olup DC gerilimi depolar. Bu nedenle belirli bir süre içerisinde şarj olan kondansatörden DC akım geçişi engellenir. Şekil 1.7 Kondansatörlü AC Devre 3 Buna karşın, alternatif akım zamana göre yön değiştirdiğinden, kondansatör belirli bir yönde şarj olmaya çalışır. Ancak alternans değiştiğinde depoladığı gerilimi kaynak üzerinden deşarj etmek zorunda kalır. E,UC IC 0 t 90 180 270 360 E,UC IC 0 Şekil 1.9 Kondansatörlü AC devresi vektörel diyagramı t 90 180 270 360 Şekil 1.8 Kondansatörlü AC devresi vektörel sinyal grafikleri Bu nedenle belirli bir yönde gerilim depolaması kaynak tarafından önlenir, kondansatör üzerinde düşen gerilimle, geçen akım arasında faz farkı oluşur. Kapasitif bir devrede akım, gerilimden 90o ileridedir. Kondansatör, alternatif akıma karşı kapasitif reaktansı oranında zorluk gösterir. Kapasitif reaktansı etkileyen faktörler; kondansatöre uygulanan AC gerilimin frekans değeri ve kondansatörün değeridir. Bu da doğal olarak devreden geçen akımı etkileyecektir. Buna göre devreden geçen akım; I = (Em Sin ωt ) / XC ya da I=UC / XC formülleriyle hesaplanır. Burada dikkat edilmesi gereken husus; kondansatörün alternatif akıma karşı gösterdiği kapasitif reaktansın, kondansatör değeri ve uygulanan AC gerilimin frekansı ile ters orantılı olarak değişeceğidir. XC=1 / ( ωC ) ya da XC=1 / ( 2.π.f.C ) formülleri analiz edildiğinde, kapasitif reaktansı ( XC ) etkileyen faktörlerin kondansatör değeri ( C ) ile AC kaynak geriliminin frekansı olduğu görülecektir. Kondansatörün değeri ve/veya frekans arttıkça XC azalacak, aksi durumda ise XC artacaktır. Yani kapasitif reaktans kondansatör değerine ve frekansa göre değişmektedir. Buraya kadar incelenen bölümde elektrik ve elektronikte pasif devre elemanları olarak tanımlanan direnç, bobin ( endüktans ) ve kondansatörün alternatif akımda ayrı ayrı nasıl çalıştıkları açıklanmıştır. Bundan sonraki bölümlerde bahsi geçen bu üç elemanın bir arada bulunduğu çeşitli devre şekilleri incelenecektir. İlk olarak seri ( RLC ) rezonans devresi ele alınacaktır. 4 1.2 SERİ ( RLC ) REZONANS DEVRESİ UR UL UC Şekil 1.10 Seri RLC rezonans devresi Şekil 1.10’da Seri RLC devresi görülmektedir. Şekil 1.10’daki devreye eğer DC gerilim verilseydi; belli bir zaman sabitesi süresinden sonra, kondansatör DC’ ye açık devre özelliği göstereceğinden devreden akım geçmeyecekti. UC=Kaynak Gerilimi olacaktı. Ancak devreye AC gerilim uygulandığından devreden geçen akım; dirence, bobinin endüktif reaktansına ve kondansatörün kapasitif reaktansına göre değişecektir. Buradaki direnç ve reaktansların vektörel toplamı devrenin “empedansı” nı verir. Hatırlanacağı gibi empedans; bir AC devrede saf direnç ve reaktansların gösterdiği toplam zorluğa denir. Devrenin AC analizi yapılırken devrede kullanılan elemanların bir önceki konuda anlatılan özellikleri unutulmamalıdır. Bilindiği gibi kondansatör ve bobin kullanılan AC devrelerde, bu elemanların gerilim / akım depolama özelliklerinden dolayı akımla gerilim arasında faz farkı oluşmaktadır. Bu husus dikkate alınarak, seri devredeki gerilim düşümleri aşağıdaki gibi yazılır: r r r r E = U L +UC +U R Gerilim düşümlerinin vektörel olarak toplanmasının nedeni, bobin ve kondansatörde oluşan akım ve gerilim arasındaki faz farkıdır. Yani UC ile UL aynı fazda değildir. Dolayısıyla aritmetiksel toplama yapılamaz. Aralarında faz farkı olduğundan toplam devre, gerilimi vektörel olarak bulunur. Buna göre gerilimler aşağıdaki şekilde yazılır: UR = I × R UL= I × XL 5 UC= I × XC Seri RLC devresinin üç çeşit çalışma şekli vardır: 1. Rezonans durumu ( XL=XC ) 2. Rezonans üstü çalışma durumu ( XL > XC ) 3. Rezonans altı çalışma durumu ( XC > XL ) 1.2.1 REZONANS DURUMU ( XL=XC ) Şimdi, yukarıdaki açıklamaların ışığı altında devrenin rezonans durumunu inceleyelim. Bilindiği gibi rezonans anında, endüktif reaktans ile kapasitif reaktans birbirine eşit oluyordu. Yani başka bir deyişle devrenin rezonansa gelebilmesi için XL = XC olmalıdır. Bu şart sağlandığında devre rezonansa gelir. XL = XC olduğunda bobin üzerinde düşen gerilim ile kondansatör üzerinde düşen gerilim birbirine eşit olur. Ancak UL ve UC arasında 180o faz farkı olduğundan, bu iki gerilim birbirini yok eder. Bu durumda devre direnci R’ye, devre gerilimi UR’ye eşit olur. Yani devre rezistif çalışır. Aynı zamanda devre empedansı, minimum; devreden geçen akım, maksimum olur. Seri devreden geçen akımın en yüksek seviyeye ulaşması, seri rezonans devresinin önemli özelliklerindendir. Özetlenecek olursa; seri rezonans devresinde empedans ve gerilim minimum, buna karşın akım maksimumdur. Devre rezistiftir. Buraya kadar anlatılan bölümde rezonans anındaki gerilim, akım ve empedans ilişkisi incelenmiştir. Rezonans frekansının bulunması ise aşağıdaki gibi yapılır: Rezonans anında; XL=XC ⇒ ωL= 2.Π.F.L = 1 olur. ωC F 2 .4Π 2 .L.C = 1 olur. F çekilirse; F 2= 1 4.Π 2 .L.C F2 = 1 1 ⇒ 2.Π.F.L × 2.Π.F.C =1 2.Π.F .C Her iki tarafın karekökü alındığında 4.Π 2 .L.C ⇒ F= 1 2Π L.C sonucu elde edilir. Bu formül, sadece rezonans anında geçerlidir. Rezonans frekansı FO şeklinde gösterilir. F0 = 1 2Π L.C 6 Şekil 1.11’ deki fazör diyagramı dikkatle incelendiğinde seri devrede tek akımın dolaşması ve XL’ nin XC’ ye eşit olması nedeniyle UL ve UC’ nin birbirine 180o zıt yönlü ve eşit genlikte olduğu görülür. Dolayısıyla UL ile UC birbirini yok edecektir. Bu nedenle devre gerilimi UR’ ye eşit olacaktır. Aynı zamanda devrenin toplam empedansı, devredeki dirence eşit olur. ( Z = R ) Devreden geçen akım ise en yüksek değere ulaşır. UL XL UR R=Z I UC XC Şekil 1.11 Seri rezonans devresi fazör ( gerilim-akım ) diyagramı Şekil 1.12 Seri rezonans devresi fazör ( empedans) diyagramı Özet olarak;seri RLC devresinin rezonansa gelme durumunda aşağıdaki sonuçlara varılır: 1. Devre rezistiftir, 2. XL = XC ve UL = UC dir, 3. Devrenin empedansı Z = R dir, 4. Devreden geçen akım maksimumdur. (I = U / R) Buraya kadar işlenen bölümde seri RLC devresinin rezonanstaki çalışma şekli incelenmiştir. Ancak bu durumun dışında devrenin iki çalışma şekli daha vardır. Rezonans frekansı üzerine çıkıldığında ve rezonans frekansı altına inildiğinde devrenin çalışma şekli değişir. İlk olarak rezonans üstü çalışma şekli incelenecektir. 7 1.2.2 REZONANS ÜSTÜ ÇALIŞMA ( XL > XC DURUMU ) Seri RLC devresine rezonans frekansı üzerinde bir frekans uygulandığında endüktif reaktans ( XL ) frekansla doğru orantılı olarak artacak; frekansla ters orantılı olarak kapasitif reaktans ( XC ) alacaktır. UL XL U UL-UC Z XL-XC θ UR θ I R UC I XC Şekil 1.13 Rezonans üstü çalışma ( gerilim-akım ) fazör diyagramı XL = 2.ΠF.L Şekil 1.14 Rezonans üstü çalışma ( empedans ) fazör diyagramı XC = 1 2.Π.F .C Yukarıdaki formüller incelendiğinde F arttıkça XL’ nin artacağı,. XC’ nin ise azalacağı görülecektir. Rezonans üstü çalışmada XL’ nin artmasından dolayı devre endüktif etki kazanmış olacaktır. Başka bir deyişle XL > XC durumunda devre endüktif olur. Bu duruma ilişkin vektörel diyagramlar aşağıda verilmiştir. Şekil 1.13’te seri RLC devresi gerilim-akım ilişkileri, Şekil 1.14’te ise seri RLC devresi dirençreaktans-empedans ilişkileri verilmiştir. Burada U, devrenin toplam vektörel gerilimini; Z ise devrenin toplam empedansını göstermektedir. Fazör diyagramları incelendiğinde gerilim ve empedans denklemleri aşağıdaki gibi yazılır: Şekil 1.13’teki gerilim üçgenine Pisagor teoremi uygulandığında ; U R + (U L − U C ) 2 olur. 2 U2 = UR2 + ( UL – UC )2 olur. Buradan U = Şekil 1.13’ teki fazör diyagramı incelendiğinde U geriliminin yatay eksenle bir açı yaptığı görülür. Bu açıya devrenin faz açısı denir ve θ ile gösterilir. Faz açısı aşağıdaki şekilde ifade edilir. Bilindiği gibi Pisagor teoremine göre; bir dik üçgende karşı dik kenarın komşu dik kenara oranı açının tangant değerini verir. Buna göre faz açısı ; Tg θ = U L −UC formülüyle bulunur. UR 8 Aynı teoremi Şekil 1.14’teki empedans üçgenine uygularsak; seri devrede U = I.Z UL = I.XL ve UC = I.XC olduğuna göre U2 = UR2 + ( UL2 – UC2 ) formülünde bu ifadeler yerine konup I sadeleştirilirse; Z2 = R2 + ( XL - XC )2 ifadesi elde edilir. Buradan; Z= Tg θ = R + ( X L − X C ) 2 olur. Buna göre devrenin faz açısı; 2 XL − XC olur. R Özet olarak, seri RLC devresinin rezonans üstü çalışmasında aşağıdaki sonuçlara varılır. 1. Devre endüktiftir, 2. XL, XC’den büyüktür, 3. UL, UC’den büyüktür. 4. Devre akımı Z’ ye bağımlıdır. I = U / Z 1.2.3 REZONANS ALTI ÇALIŞMA ( XC > XL DURUMU ) Seri RLC devresine rezonans frekansı altında bir frekans uygulandığında frekansla doğru orantılı olarak endüktif reaktans ( XL ) azalacak; frekansla ters orantılı olarak kapasitif reaktans ( XC ) artacaktır. Kapasitif ve endüktif reaktans formülleri incelendiğinde; F azaldıkça XL’ nin azalacağı, XC’nin ise artacağı görülecektir. Rezonans altı çalışmada XC’ nin artmasından dolayı devre kapasitif UC XC U UC-UL XC - XL θ UR I θ R UL Şekil 1.15 Rezonans altı çalışma ( gerilim-akım ) fazör diyagramı I XL Şekil 1.16 Rezonans altı çalışma ( empedans ) fazör diyagramı etki kazanmış olacaktır. Başka bir deyişle XC > XL durumunda devre kapasitif olur. Rezonans altı çalışma gerilim-akım fazör diyagramı Şekil 1.15’te, empedans fazör diyagramı Şekil 1.16’da verilmiştir. 9 Buna göre rezonans altı çalışmada gerilim denklemi ve faz açısı aşağıdaki gibi bulunur. Şekil 1.15’teki gerilim üçgenine Pisagor teoremi uygulandığında ; U R + (U C − UL) 2 olur. 2 U2 = UR2 + ( UC2 – UL2 ) olur. Buradan U = UC −UL şeklinde olur. UR Aynı şekilde Şekil 1.16 ‘daki empedans üçgenine Pisagor teoremi uygulandığında ; Tg θ = Z2 = R2 + ( XC – XL )2 ifadesi elde edilir. Buradan Z = Buna göre devrenin faz açısı; Tg θ = XC − XL olur. R R + ( X C − X L ) 2 olur. 2 Özet olarak, seri RLC devresinin rezonans altı çalışmasında aşağıdaki sonuçlara varılır. 1. Devre kapasitiftir, 2. XC XL’den büyüktür, 3. UC UL’den büyüktür, 4. Devre akımı Z’ ye bağımlıdır. ( I = U / Z ) Şimdiye kadar gördüğümüz rezonans, rezonans üstü ve rezonans altı çalışma şekillerini bir arada inceleyelim: Şekil 1.17’ deki grafikte seri RLC devresinin frekans değişimine göre verdiği reaktif ve rezistif cevaplar görülmektedir. Reaktans XL,XC XC XL Z=R F0 ( F ) Frekans Şekil 1.17 Seri RLC devresi frekans cevap grafiği Şekil 1.17 incelendiğinde, frekans arttıkça XC’nin üssel olarak azaldığı, XL’nin ise doğrusal olarak artığı görülmektedir. 10 Rezonans frekansı altına inildikçe XC’nin büyüyüp XL’nin azaldığı, yani devrenin kapasitif olduğu; rezonans frekansı üstüne çıkıldıkça XL’nin büyüyüp XC’nin küçüldüğü, yani devrenin endüktif olduğu görülmektedir. Rezonans frekansında ( F0 ) ise XL = XC olduğu ve devre empedansının R’ye eşit olduğu görülmektedir. Bu durumda devre rezistiftir. Devreden geçen akım en yüksek seviyeye ulaşır. 1.2.4 SERİ RLC DEVRESİ BANT GENİŞLİĞİ Imax 0.707 E R BW F1 F0 F2 Frekans Şekil 1.18 Seri rezonans devresi band genişliği Buraya kadar anlatılan bölümde seri RLC devresinden, rezonans anında geçen akımın maksimum, gerilim ile empedansın minimum olduğunu öğrenmiştik. Şekil 1.18’de seri RLC devresinin akımgerilim-empedans ilişkisini veren grafik görülmektedir. Bu grafikte akımın maksimum olduğu nokta esas alınarak akım eğrisinin 0.707’sine karşılık gelen noktalar bulunur. Bu noktalara yarım güç noktaları denir. Bu noktalardan frekans eksenine dikey olarak inildiğinde F1 ve F2 gibi iki frekans bulunur. Rezonans frekansı F0 bu noktaların tam ortasında kalır. F1 ile F2 arasında kalan bölge devrenin bant genişliğini ( BW ) verir. Yani seri RLC devresinden etkin olarak geçen akımın geçerli olduğu frekans bandı bulunur. BW İngilizce’de Band Width’ın kısaltması olup bant genişliği anlamına gelmektedir. Bant genişliği, bir seri veya paralel rezonans devresinin etkin olarak kullanılabileceği frekans sınırını belirlemekte kullanılır. Bant genişliği matematiksel olarak eşitliğin yarısı alındığında rezonans frekansı bulunur. F0 = BW F2 − F1 = 2 2 ya da BW = F0 olur. Q 11 BW = F2 – F1 şeklinde ifade edilir. Bu Bant genişliği sınırı devrede kullanılan bobin ve kondansatörün değeri ile orantılı olarak değişmektedir. Eğrinin sivri ya da daha yayvan olması, bobinin iç direncine bağlıdır. Bilindiği gibi her bobin bir iletkenden sarılmak suretiyle üretilir. Bir iletkenin iç direnci ne kadar düşük olursa, bobinin kalitesi o kadar yüksek olur. Bir bobinin kalite katsayısı Q ile gösterilir. Buna seçicilik katsayısı da denir. Q katsayısı bobinin sarıldığı iletken cinsine , kalitesine ve sarım şekline göre değişmektedir. Q katsayısının hesaplanması sadece rezonans anında geçerli olmaktadır. Bu nedenle BW ve Q hesaplamalarında yalnızca rezonans frekansı kullanılmalıdır. Matematiksel olarak Q katsayısı, bobinin endüktif reaktansının ( aynı zamanda rezonans anında XL = XC olduğundan kapasitif reaktans da yazılabilir ), omik direncine oranı şeklinde ifade edilir. Q= XL R Buradan şu sonucu çıkarabiliriz: Herhangi bir rezonans devresinde kullanılan bobinin Q katsayısı ne kadar yüksek olursa rezonans eğrisi o oranda sivrilir. Buna bağlı olarak bant genişliği azalır. Buna karşın seçicilik ve kazanç o oranda artar. Seçicilik, çalışılan frekans bandının, en yüksek değerde ve etkin olarak kullanılabilmesi anlamına gelir. Yani seçiciliğin arttırılması bant genişliğinin dar olmasına bağlıdır. Bu da kullanılan bobinin Q katsayısının yüksek olmasını gerektirir. Diğer bir deyişle bobinin endüktif reaktansının yüksek; iç direncinin düşük olması anlamına gelir. Eğer kullanılan rezonans devresinde bant genişliğinin yüksek olması isteniyorsa, o zaman düşük Q katsayılı bobin kullanılmalıdır. Bu durumda seçicilik ve kazanç azalacak; ancak çalışılan frekans sınırı genişleyecektir. Bobinin Q katsayısının; sarım şekline, iletken cinsi ve kalitesine bağlı olduğunu söylemiştik. Bu durum bobinin sarım aşamasında sıkı kuplaj, gevşek kuplaj, normal kuplaj şekilleriyle belirlenir. Sıkı kuplajda yüksek Q, düşük direnç; gevşek kuplajda alçak Q, yüksek direnç; normal kuplajda orta Q, orta direnç oluşur. I ( Akım ) R1 Alçak Direnç ( Yüksek Q ) BW1 R2 Orta Direnç ( Orta Q ) BW2 R3 Yüksek Direnç ( Alçak Q ) E / R1 E / R2 BW3 E / R3 F0 ( Rezonans frekansı ) Şekil 1.19 Rezonans devresi Band genişliği – Q katsayısı ilişkisi 12 F ( Frekans ) Geniş band veya dar band seçimi, rezonans devrelerinin kullanım yerlerine göre yapılır. Örneğin; bir radyo alıcısında kullanılan rezonans devresi geniş bant , bir radyo vericisinde kullanılan frekans belirleyici rezonans devresinde ise dar bant kullanılır. Bant genişliğinin kullanılan bobinin Q katsayısına göre değişim grafiği Şekil 1.19’ da verilmiştir. e = Em Sin 314 t olan kaynağa, iç direnci 5 Ω olan 10 mH değerindeki bobinle 0.5 mF’ lık bir kondansatör seri bağlanmıştır. Devreden 3A akım geçmektedir. Buna göre XL, XC, Z, UL, UR, UC, E, ve Tgθ ‘yı bularak devrenin fazör diyagramını çiziniz. Devrenin rezonans durumunu inceleyiniz. ÇÖZÜM: Çözüme başlamadan önce devre şeklinin çizilmesi problemin çözümünde kolaylık sağlayacaktır. UR R=5Ω UL UC L=10 mH C=0.5mF I=3A e = Em Sin314 t Devre elemanlarının değerleri ve ω bilindiğine göre ilk olarak reaktanslar bulunmalıdır. ω = 2.л.F = 314 buradan F = 50 Hz’ tir. XC = XL = ω.L = 314 × 10.10-3 = 3.14 Ω bulunur. 1 1 = = 6,36 Ω bulunur. ω .C 314 × 10 × 0.5 −3 Bu aşamada dikkat edilirse, XC > XL durumu oluşmuştur. Yani devre kapasitiftir ve rezonans frekansı altında çalışmaktadır. Reaktans ve direnç değerleri bilindiğine göre empedans bulunabilir. Z= R 2 + ( XC − XL) 2 = Devrenin faz açısı Tg θ = 5 2 + (6.36 − 3.14) 2 = 5,94Ω X C − X L 6,36 − 3,14 = = 0.644 R 5 Tg θ = 0.644 olduğuna göre θ = 32,7o ( Bu açı değeri trigonometrik cetvelden ya da trigonometrik fonksiyonlu bir hesap makinesi yardımıyla bulunabilir.) 13 Gerilim düşümleri aşağıdaki gibi bulunur. UR = I × R = 3 × 5 = 15 V. UL = I × XL = 3 × 3,14 = 9,42 V. UC = I × XC = 3 × 6,36 = 19,08 V. XL =3.14Ω UL= 9.42 V R = 5Ω UR = 15V I I θ=32.7o θ=32.7o XC-XL= 3.22 UC - UL =9.66 U=17.82 V. Z = 6,25Ω XC= 6.36Ω UC= 19.09 V Devreye uygulanan gerilim U = I × Z = 3 × 5,94 = 17,82 V. ya da UR = U R + (U C − U L ) 2 = UR = 15 2 + (19.08 − 9.42) 2 = 17,82 V. 2 Devrenin rezonans altında çalıştığı örnek içerisinde belirtilmişti. Devrenin rezonansa gelebilmesi için XL = XC olması gerekmektedir. Bu şartın sağlanabilmesi için devrenin rezonans frekansı bulunması gerekmektedir. Rezonans frekansı aşağıdaki gibi bulunur. F0 = 1 2Π L.C = 1 6.28 0.5 × 10 −3.10 × 10 −3 = 225.19 Hz. Demek ki bu devrenin rezonansa gelebilmesi için devreye 50 Hz yerine 225.19 Hz uygulamak gerekmektedir. Yorumlanması gereken diğer bir konu da gerilim düşümleridir. Gerilim düşümlerine dikkatle bakılacak olursa aritmetik olarak toplandıkları zaman çıkan değer 44,4 V. olacaktır. Ancak gerçek kaynak değeri 17,82 V olarak bulunmuştu. Aradaki bu çelişki gerilimler arasında faz farkı olmasından kaynaklanmaktadır. Toplam gerilimin vektörel olarak bulunması gerekmektedir. UR UL UC R=1KΩ L=5 mH C=10nF I e = 14.1 Sinω t 14 Yanda şeması verilen devrenin bant genişliğini bulunuz. ÇÖZÜM: Devre elemanlarının değerleri bilindiğine göre ilk olarak rezonans frekansı bulunmalıdır. 1 2Π L.C F0 = = 1 6.28 5 × 10 −3.10 × 10 −9 = 22522,5 Hz. Daha sonraki adımda reaktanslar bulunur. XC = 1 1 = = 707 Ω bulunur. ω .C 6.28 × 22522,5 × 10×!0 −9 XL = ω.L = 314 × 5.10-3 = 707 Ω bulunur. Bu aşamada dikkat edilirse, XC = XL ; Z = R durumu oluşmuştur. Yani devre rezonanstadır. Devre gerilimi UR’ye, maksimum devre akımı da; I= U / Z veya UR / R’den I = 10 /10K = 1 mA’e eşit olur. Devrenin faz açısı Tg θ = X C − X L 707 − 707 = = 0’ dır R 5 Tg θ = 0 olduğuna göre θ = 0o dir. Devrenin bant genişliğini bulabilmek için önce Q katsayısının bulunması gerekir. Q= XL 707 = = 0.707 R 1000 BW = F0 22522.5 = ≅ 31856 Hz bulunur. 0.707 Q Buna göre; F1 = F0 – ( BW / 2 ) = 22522.5 – ( 31856 / 2 ) = 6594.5 Hz. F2 = F0 + ( BW / 2 ) = 22522.5 + ( 31856 / 2 ) = 38450.5 Hz. 15 Örnekteki devrenin bant genişliği eğrisi aşağıdaki gibi olur. I(mA ) Imax=1 0.707xImax BW=31856 Hz F1 6594.5 F0 22522.5 F2 38450.5 Frekans ( Hz ) Bant genişliği eğrisi incelendiğinde; devrenin 6594,5 Hz ile 38450,5 Hz arasındaki frekansları geçirip, bu bandın dışında kalan frekansları filtre ettiği görülür. 1.2.5 SERİ ( RLC ) REZONANS DEVRESİ ÖZELLİKLERİ Bir RLC devresinde endüktans ve kapasitans, devrenin rezonans frekansını belirler. Bunlardan birinin değerinin değişmesi rezonans frekansının değişmesine neden olur. Seri RLC devresinde frekans değiştiğinde, devrenin endüktif ve kapasitif reaktansları dolaylı olarak değişecektir. Bu durumda doğal olarak empedans da değişecektir. Bu değişimler devre akımını da etkileyecektir. Tablo 1’ ve Tablo 2’de seri RLC deresindeki değişkenlerin fonksiyonları incelenmiştir. 16 REZONANS ALTI ÇALIŞMA ETKİLENEN DEĞİŞKENLER ARTTIRILAN AKIM EMPEDANS FAZ AÇISI FREKANS ARTAR AZALIR AZALIR REZİSTANS ( DİRENÇ) AZALIR ARTAR AZALIR KAPASİTANS ARTAR AZALIR AZALIR ENDÜKTANS ARTAR AZALIR AZALIR DEĞERLER Tablo 1.1 Seri RLC devresi değişkenlerine ilişkin rezonans altı çalışma çizelgesi REZONANS ÜSTÜ ÇALIŞMA ETKİLENEN DEĞİŞKENLER ARTTIRILAN AKIM EMPEDANS FAZ AÇISI FREKANS AZALIR ARTAR ARTAR REZİSTANS ( DİRENÇ) AZALIR ARTAR AZALIR KAPASİTANS AZALIR ARTAR ARTAR ENDÜKTANS AZALIR ARTAR ARTAR DEĞERLER Tablo 1.2 Seri RLC devresi değişkenlerine ilişkin rezonans üstü çalışma çizelgesi 17 1.3 PARALEL REZONANS DEVRESİ Buraya kadar işlenen bölümde RLC devrelerinin seri bağlanması ve seri rezonans ile ilgili özellikler anlatılmıştır. Bu bölümde RLC devrelerinin paralel bağlantısı ve paralel rezonans devre özellikleri incelenecektir. Şekil 1.20’ de paralel RLC devresi görülmektedir. Seri devrelerde anlatıldığı bir RLC devresinde rezonans şartı, endüktif reaktans ile kapasitif reaktansın birbiriyle eşit olmasıdır. Bu şart sağlandığında herhangi bir RLC devresi rezonansa gelmektedir. Bilindiği gibi seri devrede akımın dolaşabileceği tek bir kol bulunmaktadır. Bu nedenle akım sabit alınmaktadır. Buna karşın devre üzerindeki gerilim düşümleri farklı olup eleman sayısına bağlı olarak değişmektedir. Paralel devrede Ih ise elemanlar üzerindeki gerilim düşümleri ve kaynak gerilimi birbirine eşit IR IL IC olmak zorundadır. Devre akımı( Ih )ise kol akımlarının toplamına eşittir. Kollardan geçen akımlar elemanların direnç / reaktanslarına bağlı olarak değişecektir. Paralel RLC devresinde toplam devre akımı faz farkından dolayı Şekil 1.20 Paralel RLC devresi vektörel olarak bulunur. Ih2= IR2 + ( IL-IC )2. ( Endüktif devre ) Ih2= IR2 + ( IC-IL )2. ( Kapasitif devre ) Empedans ise paralel dirençlerin bağlantı prensibine göre aşağıdaki gibi yazılabilir. Endüktif ya da kapasitif reaktansların matematiksel işareti rezonans altı ve üstü frekanslarda devrenin endüktif veya kapasitif olmasına göre değişir. 1 1 1 1 2 = 2 +( − ) 2 Z R XL XC veya Z= 1 1 1 1 2 ) = 2 +( − 2 Z R XC XL veya Z= 1 1 1 1 2 +( − ) 2 XL XC R 1 1 1 1 2 ) +( − 2 XC XL R ( Kapasitif devre) ( Endüktif devre) Rezonans anında bobinin endüktif reaktansı ile kondansatörün kapasitif reaktansı birbirine eşit olacağından bu kollardan geçen akımlar da birbirine eşit olacaktır. Rezonans altı ve rezonans üstü çalışma şekline göre geçen akımlar da değişecektir. Paralel devrede rezonans frekansının bulunması seri rezonans devresiyle aynıdır. Yani, 18 F0 = 1 2Π LC formülü ile rezonans frekansı bulunur. Seri rezonans devresinde olduğu gibi paralel rezonans devresinde de üç çalışma şekli vardır. İlk olarak rezonans frekansındaki çalışma durumu incelenecektir. 1.3.1 REZONANS DURUMU ( XL = XC ) Paralel RLC devresinin rezonansa gelebilmesi için XL = XC şartının oluşması gerekir. Bu durumda bobin ve kondansatörden geçen IL ve IC akımları eşit olacaktır. Bu akımlar arasında 180° faz farkı bulunur. Bu yüzden bu akımlar birbirini yok eder. Reaktif akımların birbirlerini nötrlemeleri sonucu devreden geçen akım rezistif ( IR ) olur. Bu durumda devre rezistif olurken, empedans devredeki dirence eşit olur. ( Z = R ) Devre akımı ise aşağıdaki gibi hesaplanır: Ihat = Ih = E / R Devre empedansı ise; Z = E / I olur. Paralel RLC devresinin rezonans anındaki akım ve reaktans değişkenleri Şekil 1.21 ve 1.22’deki vektörel diyagramlarda verilmiştir. XC IC IR R=Z E E XL IL Şekil 1.21 Paralel rezonans devresi Şekil 1.22 Paralel rezonans devresi empedans akım fazör diyagramı fazör diyagramı Fazör diyagramlarından da görüleceği üzere, paralel RLC devresinin rezonansa gelmesi durumunda XL = XC durumu oluşmaktadır. Bu aşamada aralarında 180° faz farkı oluştuğundan vektörel toplamları 0 olacaktır. Devre empedansı ise Z = R olacaktır. Devredeki kol akımlarından IL ve IC birbirine eşit büyüklükte ve 180° zıt yönlü olup vektörel toplamları yine 0 olacaktır. Aynı şekilde devreden geçen akım Ih = IR olacaktır. 19 Paralel RLC devresinde, rezonans anında devre akımının minimum değere ulaşması devre empedansının maksimum olmasına neden olmaktadır. Empedansın en yüksek değere ulaşması paralel rezonans devresinin en önemli ve en kullanılır özelliğidir. Bu özellik radyo alıcılarının giriş devrelerinde kullanılmaktadır. Seri rezonans devrelerinden de hatırlanacağı üzere, rezonans frekansı değiştiğinde devre elemanlarının tepkisi ve devre akımında değişiklikler meydana gelecektir. Frekanstaki değişmenin rezistif koldan geçen akıma etkisi yoktur. Bu nedenle rezonans üstü ve rezonans altı frekanslardaki çalışmalar anlatılırken paralel RLC devresi yerine paralel LC devresi incelenecektir. Paralel LC devresi tank devresi diye adlandırılır. Bu tanım ilerideki çalışmalarda sık sık kullanılacaktır. 1.3.2 REZONANS ÜSTÜ ÇALIŞMA DURUMU ( XL > XC ) IC-IL ALÇAK I Ihat YÜKSEK I YÜKSEK FREKANS tgθ IR Şekil 1.23 Paralel LC devresi rezonans üstü çalışma devre şeması ve vektörel gösterimi Şekil 1.23’ te görüldüğü gibi paralel LC devresine uygulanan AC gerilimin frekansı arttırıldığında bobinin endüktif reaktansı frekansla doğru orantılı olarak artar, kondansatörün kapasitif reaktansı ise Ih I IC IL F0 azalır.( XL F ( FREKANS ) Şekil 1.24 Paralel LC Rezonans üstü çalışma grafiği 1 = 2.Π.F.L ; XC = ) Bundan dolayı bobinden geçen akım azalırken, 2.Π.F .C kondansatörden geçen akım ise yükselecektir. Bu durumda IC > IL olacaktır. Bu nedenle devre 20 kapasitif olur. Dolayısıyla hat akımı ( Ih ) da rezonans anındaki değere oranla yükselir. Devrenin sahip olduğu faz açısı, tgθ olup; tgθ =( IC – IL )/ IR formülüyle hesaplanır. Rezonans üstü çalışmada meydana gelen akım değişimleri, grafiksel olarak, Şekil 1.24’te verilmiştir. 1.3.3 REZONANS ALTI ÇALIŞMA DURUMU (XC > XL ) YÜKSEK I ALÇAK FREKANS tgθ ALÇAK I IL-IC IR Ihat Şekil 1.25 Paralel LC devresi rezonans altı çalışma devre şeması ve vektörel gösterimi. Şekil 1.25’ te görüldüğü gibi paralel LC devresine uygulanan AC gerilimin frekansı azaltıldığında bobinin endüktif reaktansı frekansla doğru orantılı olarak azalırken, kondansatörün kapasitif reaktansı artar.( XL = 2.Π.F.L ; XC = 1 ) Bundan dolayı bobinden geçen akım artarken, kondansatörden 2.Π.F .C geçen akım düşecektir. Bu durumda IL > IC olacaktır. Bu nedenle devre endüktif olur. Dolayısıyla hat akımı ( Ih ), rezonans anındaki değerinden daha yüksek bir değer alır. Devrenin sahip olduğu faz açısı tgθ olup; tgθ =( IL – IC )/ IR formülüyle hesaplanır. Paralel LC devresi rezonans altı çalışmada devre akımlarının grafiksel gösterimi Şekil 1.26’da verilmiştir. Şekil 1.26 dikkatle incelendiğinde paralel LC devresine uygulanan AC enerjinin frekansı azaltıldığında IL’nin IC’den hat akımının da rezonans anındaki akım değerinden daha yüksek fazla olduğu görülecektir. I Ih IC IL F0 F ( FREKANS ) Şekil 1.26. Paralel LC Rezonans altı çalışma grafiği 21 Buraya kadar anlatılan paralel RLC devre özelliklerini, iyice kavrayabilmek için aşağıdaki örnek dikkatle incelenmelidir. Ih IL IR IC E Şekildeki devrede E = 10 V, L = 765 mH, R = 1 KΩ, C = 26.5 μF olarak bilindiğine göre; a ) Devrenin rezonans frekansını, b ) Rezonans frekansının 4.64 Hz üstü ve 5.36 Hz altındaki tüm akımları ve empedansları ayrı ayrı bularak sonuçları yorumlayınız. c ) Yukarıdaki şıklarda belirtilen çalışmalara ait akımlar grafiğini çiziniz. ÇÖZÜM : a ) Devrenin rezonans frekansı; F0 = 1 2Π L.C = 1 6,28 26,5.10 −6.765.10 −3 = 35.36 Hz. Rezonans anında XL = XC olmalıdır. Bu şartın oluşup oluşmadığını kontrol edelim. XL = 2.Π.F.L = 6,28.35,36.765.10-3= 169.87 Ω XC = 1 = 2.Π.F .C 1 = 169.87 Ω 6,28.35,36.26,5.10 −6 Görüldüğü gibi XL = XC durumu gerçekleşmiştir. Bu durumda XL ve XC birbirini nötrleyeceğinden devre empedansı devredeki R direncine eşit olacaktır. Yani Z = R = 1000 Ω olur. Toplam devre akımı ise IL = IC olmasından ve vektörel toplamlarının 0 olmasından dolayı; Ih= E / R veya = E / Z’ ye eşit olacaktır. Bu durumda akımlar aşağıdaki gibi hesaplanır: 22 IL = E / XL = 10 / 169.87 = 58.86 mA IC = E / XC = 10 / 169.87 = 58.86 mA IL - IC = 58.86 –58.86 = 0. Buradan; Ih= E / R = 10 / 1000 = 1 mA olur. b ) Şimdi devrenin rezonans frekansı üstündeki çalışmasını analiz edelim. F0 = 35.36 +4.64 = 40 Hz iken devre rezonans üstü frekansta çalışır. Yani devre kapasitiftir. Bu frekanstaki empedans ve akımlar aşağıdaki şekilde bulunur: Empedans bulunmadan önce endüktif ve kapasitif reaktansların hesaplanması gerekmektedir. XL = 2.Π.F.L = 6,28.40.765.10-3= 192.16 Ω XC = 1 = 2.Π.F .C Z= 1 1 = 150.22 Ω 6,28.40.26,5.10 −6 1 1 1 2 ) +( − 2 XL XC R = 1 1 1 1 +( − )2 2 192.16 150.22 1000 = 567 Ω olur. Devreden geçen toplam akım; Ih = E / Z = 10 / 0.57 = 17.63 mA olarak bulunur. Şimdi diğer bir yoldan toplam akımı bulalım. IR = E / R = 10 / 1000 = 10 mA. IL = E / XL = 10 / 192.16 = 52.03 mA. IC = E / XC = 10 / 150.22 = 66.56 mA. Rezonans frekansı üstüne çıkıldığında kondansatörden geçen akımın, bobinden geçen akımdan daha büyük olduğu görülmektedir. ( IC > IL ) Rezistif akım ise her durumda sabit kalacaktır. Toplam akım; I h2 = I R + ( I C − I L ) 2 I h = 2 I R + ( I C − I L ) 2 = 10 2 + (66.56 − 52.03) 2 = 17.63 mA 2 Dikkat edilirse her iki çözüm yolundan da bulunan sonuçlar eşit çıkmıştır. 23 Şimdi de devrenin, rezonans frekansı altındaki çalışma şeklinin analizini yapalım. F0 = 35.36 – 5.36 = 30 Hz iken devre rezonans altı frekansta çalışır. Yani devre endüktiftir. Bu frekanstaki empedans ve akımlar aşağıdaki şekilde bulunur: Empedansı bulmadan önce yine endüktif ve kapasitif reaktansları bulmamız gerekir. XL = 2.Π.F .L = 6,28.30.765.10-3= 144,12 Ω XC = 1 = 2.Π.F .C Z= 1 1 = 200,29 Ω 6,28.30.26,5.10 −6 1 1 1 2 ) +( − 2 XC XL R = 1 = 464 Ω olur. 1 1 1 2 +( − ) 10002 200,29 144,12 Devreden geçen toplam akım; Ih = E / Z = 10 / 464 = 21,54 mA olarak bulunur. Şimdi diğer bir yoldan toplam akımı bulalım. IR = E / R = 10 / 1000 = 10 mA. IL = E / XL = 10 / 144,12 = 69 mA. IC = E / XC = 10 / 200,29 = 49,92 mA. Rezonans frekansı altına inildiğinde bobinden geçen akımın, kondansatörden geçen akımdan daha büyük olduğu görülmektedir.( IL > IC ) Rezistif akım ise yine aynı kalacaktır. Toplam akım; Ih2 = I R + ( I L − I C ) 2 2 Ih = I R + ( I L − I C ) 2 = 10 2 + (69 − 49.92) 2 = 21,54 mA 2 Dikkat edilirse kapasitif devreye oranla toplam akımda bir artma olmuştur. 24 c ) Buraya kadar yapılan işlemlerin grafiksel gösterimi aşağıdaki gibidir: I(mA) Ih IC IL=IC=58,86 IL Ih=1 F0= 35.36 Hz F ( FREKANS ) Rezonans anındaki çalışma grafiği Ih I(mA) IC IC=66,56 IL=52,03 Ih=17,63 IL F2= 35 Hz F ( FREKANS ) Rezonans üstündeki çalışma grafiği Ih I(mA) IC IL=69 IC=49,92 Ih=21,54 IL F1= 30 Hz F ( FREKANS ) Rezonans altındaki çalışma grafiği 25 SERİ REZONANS DEVRESİ ÇALIŞMA SORULARI 1- Seri RLC devresinde R=0,753 Ω , L= 0,4 m H , U= 5,32 V , Q= 7,5 V olduğuna göre; a) F0 , BW , C = ? b ) I - F seçicilik eğrisini çiziniz. SONUÇ: ( Fo= 2250 Hz , BW= 300 Hz; C= 12,5 μF) 2 – R= 5 Ω, C= 20 μf ve değişken L endüktansından meydana gelen seri devreye 10 volt, ω = 1000 Rad/Sn. li A.A. kaynağı uygulanıyor.L endüktansını ayarlayarak direncin uçlarındaki gerilim maksimum yapılıyor. Endüktansın değerini, kaynaktan çekilen akımı, devre elemanlarının uçlarındaki gerilimleri hesaplayınız? SONUÇ: ( L= 50 m H, I= 2 A. , UR = 10 volt , UL = 100 volt , Uc= 100 volt ) 3- Kalite katsayısı (Q su) 100 olan 50 mH’lik bir bobine 100 pF’ lık bir kondansatör seri bağlıdır. Bu devre hangi frekansta rezonansa gelir? Bant genişliği ne kadardır? SONUÇ: ( Fo= 71,176 k Hz , f2-f1=711,76 Hz) 4- Endüktansı 20 m H, direnci 5 Ω olan bobine bir kondansatör seri bağlanıyor. Devrenin 1000 Hz .de rezonansa gelebilmesi için kondansatörün kapasitesi kaç μF olmalıdır? SONUÇ: ( C=1,266 μF ) PARALEL REZONANS DEVRESİ ÇALIŞMA SORULARI 1- Rezonans frekansının altında çalışan paralel RLC devrede UL = 100 V, XC = 1200 Ω, Z = 50 Ω ve kaynak frekansı 50 Hz.dir. Rezonans anında ise hat akımı 0,5 A olmaktadır. a ) R, L, C, Fr = ? b ) L değerini sabit tutarak devreyi kaynak frekansında rezonansa getiriniz. c ) Bu durumda BW = ? SONUÇ : (a- R=200 Ω, L=0,1577H.,C=2,65 μf, Fr = 246 Hz. b- C = 64,3 μf c- BW = 12,37 Hz. ) 2. Paralel RLC devresinde U= 100 V. 50 Hz., Ihat=0,05 A., R=2500 Ω, XC = 357 Ω, XL= 400 Ω, olduğuna göre; a ) C=?, L=? b ) Fr = ? c ) Q = ?, BW = ? d ) IR=?, IL=?, IC=?, IH =? SONUÇ : ( a– C = 8900nF, L = 1,27 H. b- Fr = 47,39 Hz., c- BW = 7,16 Hz. d- IR=0,04 A., IL=0,25 A, IC=0.28 A, IH = 0,05 devre kapasitif ) 3. Paralel RLC devresinde U = 50 V., C = 25 μf, L = 10 mH, R = 10 Ω dur. Devre rezonans frekansında çalıştırıldığına göre; a ) Fr = ? b ) BW = ? c ) XL = ? XC = ? d ) IH = ?, IL = ?, IC = ?, IR = ? e ) f1 = ?, f2 = ? SONUÇ : ( a – Fr =318,4 Hz., b- BW = 636,8 Hz., c - XL = XC = 20 Ω , d - IH = IR = 5 A IC = IL = 2,5 A, e – f1 = 0 , f2 = 636,8 Hz. ) 26 BÖLÜM II DALGA ŞEKİLLENDİRİCİLER 2.1 GİRİŞ Elektronik cihazlarda kullanılan devrelerden birçoğunun işlevi, kontrol ve zamanlamadır. Bu işlevin yapılabilmesi için dalga şekillendirici devrelere ihtiyaç duyulmaktadır. Dalga şekillendirici devreler kare, testere dişi, trapezoidal, dikdörtgen, ve sivriltilmiş dalga gibi sinüzoidal olmayan ( Non Sinüsoidal ) dalgaların üretilmesinde kullanılır. Bahsi geçen bu dalga şekillerinin genlik ve devam süreleri, zamana bağlıdır. Şekil 2.1’de sinüs fonksiyonu içermeyen dalga şekilleri görülmektedir. Bu dalga E/I şekilleri çeşitli elektronik devrelerinde zamanlama ve kontrol amaçlı olarak kullanıFrekans / Zaman lır. Kare dalga E/I Bir devredeki voltaj veya akımın, kararlı bir durumdan diğer bir duruma veya Frekans / Zaman Dikdörtgen dalga kararsız bir durumdan kararlı duruma ani E/I olarak geçişine ani değişim veya ani geçiş ( Transiyet ) denir. Bu işlem sırasında E/I Testere dişi dalga Frekans / Zaman geçen zamana ise ani değişim süresi (Transient İnterval ) denir. Bahsi geçen bu sinyallerin üretil- Frekans / Zaman mesinde RC ve RL devreleri kullanılmak- Sivriltilmiş dalga( Trigger ) tadır. E/I Bu bölümde, sırasıyla dalga şekillendirici devrelerin temelini oluşturan RC zaman sabitesi, RL zaman sabitesi Trapezoidal dalga Frekans / Zaman konuları analiz edilecektir. Yine RC ve RL devreleriyle oluşturulan türev ve integral Şekil 2.1 Sinüsoidal olmayan dalga şekilleri alıcı devreler de yine bu bölümde incelenecektir. 27 2.1.1 RC ZAMAN SABİTESİ Bilindiği gibi kondansatör, enerji depolamada kullanılan; iki iletken levha arasına bir yalıtkan konularak yapılmış bir pasif devre elemanıdır. Kondansatörde şarj işlemi; elektriksel potansiyel altında bulunan negatif yüklü elektronların, plakalar üzerinde farklı miktarlarda elektrik yükleri oluşturacak şekilde hareketleriyle oluşur. Elektronların bu hareketleri aynı anda tamamlanamaz. Bu işlemlerin oluşabilmesi için belirli bir sürenin geçmesi gerekmektedir. Bu yüzden kondansatörlerin şarjı için gerekli olan zaman, devrede şarj akım yolu üzerinde bulunan direnç değerine ve kondansatörün kapasitif değerine bağlı olarak değişir. Kondansatörün üzerindeki enerjinin şarj süresi olduğu gibi, bir de deşarj süresi vardır. Bu süre de deşarj yolu üzerindeki direncin değerine bağlıdır. Sonuç olarak; kondansatörün şarj veya deşarj olabilmesi için, bir şarj akım yolu ve bir deşarj akım yolu bulunması ve bu yollar üzerindeki direnç değerlerinin şarj / deşarj sürelerini etkilediği ortaya çıkmaktadır. Bu sürelere Zaman Sabitesi ( Time Constant ) adı verilir. Matematiksel olarak TC = R.C şeklinde gösterilir. Bu formül, yukarıda da anlatıldığı gibi hem şarj süresi, hem de deşarj süresinin hesaplanmasında kullanılır. Şekil 2.2’de RC devresi görülmektedir. Anahtar açık olduğu durumda devreden akım geçmeyeceğinden kondansatör üzerinde herhangi bir voltaj görülmeyecektir. Anahtar kapatıldığı an ( t0 anı ) kondansatör üzerinde herhangi bir şarj olmadığından devreden geçen akım maksimum olur. Bu değer Imax= E/R’dir. Bunun nedeni, t0 anı diye tanımlanan anahtarın kapandığı anda, kondansatörün kısa devre özelliği göstermesidir. Bu yüzden t0 S E R C anında devreden maksimum akım geçer. Anahtarın kapanmasını takip eden sürede kondansatörün levhaları elektrik alanı ile yüklenmeye başlar. Devredeki direncin değerine göre devreden geçen şarj Şekil 2.2 Seri RC Devresi akımı, kondansatörü şarj etmeye başlar. Bu akım, t0 anında maksimum olduğu için kondansatör gerilim depoladıkça giderek azalmaya başlar. Belli bir süre sonunda kondansatör kaynak gerilimine şarj olunca devreden hiç akım geçmez. Kondansatörün şarjı için gereken sürenin değeri, kondansatörün kapasitif değerine bağlı olduğu unutulmamalıdır. Bir RC devresinde kondansatörün kaynak geriliminin tümüne şarj olabilmesi için geçen süre τ = 5 × TC’ dir. Bilindiği gibi TC = R.C idi. Anahtarın kapalı olma süresi teorik olarak sonsuz değere ulaştığında kondansatör, τ = 5 × R.C süresinde kaynak gerilimine şarj olacaktır. Kondansatörün boş iken, 5 × TC’ lik zaman süresince kaynak geriliminin hangi değerine şarj olduğu aşağıdaki tabloda gösterilmiştir. Kondansatör dolu iken ( kaynak gerilimine şarjlı iken ) ise; deşarjına kadar geçen sürede elde edilecek değerlerin bulunması için tablo okuma yönü, tersten uygulanmalıdır. 28 FAKTÖR GENLİK Tablo 2.1’de kondansatörün şarjı esnasında geçen 0.2 Time Constant ( TC ) % 20 sürenin kaynak voltajına paylaşımının % oranları veril- 0.5 Time Constant ( TC ) % 40 miştir. Bu tablo kullanılarak kondansatörün hangi za- 0.7 Time Constant ( TC ) % 50 man diliminde, kaynak geriliminin hangi % genlik de- 1 Time Constant ( TC ) % 63 ğerine ulaşacağı bulunabilir. Aynı zamanda, bu tablo 2 Time Constant ( TC ) % 86 değerlerinden; şarjlı bir kondansatörün tamamen deşarj 3 Time Constant ( TC ) % 96 olmasına kadar geçen sürede hangi zaman sabitesinde 4 Time Constant ( TC ) % 98 kondansatör üzerindeki kaynak geriliminin % kaçının 5 Time Constant ( TC ) % 99.3 kaldığı hesaplanabilir. Bu hesaplama yapılırken tablo Tablo 2.1. Zaman sabitesi faktör tablosu tersten okunmalıdır. Yani 5 TC zamanı şarjlı bir kondansatörün ilk TC zaman sabitesi olarak alınmalıdır. Kondansatörün şarj ve deşarj oranlarının verildiği tablo değerlerinin hesaplanması aşağıdaki gibi yapılır. Laboratuvar çalışmaları sonucu bir kondansatörün; 1 TC zamanında kaynak geriliminin % 63’ üne şarj olduğu belirlenmiştir. Buna göre uygulama voltajı ile 1 TC zamanı sonunda kondansatör üzerindeki gerilim farkı % olarak 100 - 63 = % 37 olarak bulunur. Bu fark voltajına, geçerli olan voltaj adı verilir. 2 TC zamanında kondansatör bu fark voltajının % 63’ üne şarj olacağından % ( 37 × 63 ) = % 23.3 bulunur. Bu değer ilk şarj oran değerine eklendiğinde 63 + 23.3 = % 86.3 oranı bulunur. 3 TC zamanında % ( 100 – 86.3 ) = % 13.7 ( kalan oran ). Bu oran % 63’ le çarpıldığında; % ( 13.7 × 63 ) = % 8.6 bulunur. Bu değeri toplama eklediğimizde 86.3 + 8.6 = % 94.9 bulunur. 4 TC zamanında % ( 100 – 94.9 ) = % 5.1 ( kalan oran ). Bu oran % 63’ le çarpıldığında; % ( 5.1 × 63 ) = % 3.2 bulunur. Bu değeri toplama eklediğimizde 94.9 + 3.2 = % 98.1 bulunur 5.TC zamanında % ( 100 – 98.1 ) = % 1.9 ( kalan oran ). Bu oran yine % 63’ le çarpıldığında; % ( 1.9 × 63 ) = % 1.2 bulunur. Bu değeri toplama eklediğimizde 98.1 + 1.2 = % 99.3 bulunur. Teorik olarak bir kondansatör 5 TC sonunda hiçbir zaman kaynak geriliminin % 100’ üne şarj olmaz. Bu oran Tablo 2.1’ den ve yapılan hesaplamalardan da görüldüğü gibi % 99.3’ tür. Ancak aradaki dikkate alınmayacak kadar küçük bir orandır. 29 Buraya kadar anlatılan bölümde kondansatörün şarj veya deşarj konusu ele alınmıştır. RC devrelerde diğer bir belirleyici zaman etkeni ise, kondansatörün şarjı ve deşarjı esnasında geçen süredir. Bu süre, 1 periyoda karşılık gelir. Dolayısıyla periyodun belirlenmesi frekansın bulunmasına yardımcı olacaktır. Yukarıdaki hesaplamalardan yola çıkarak; şarj süresi ve deşarj süresi 5TC + 5TC olarak alındığında toplam periyodun oluşma süresi T = 10 TC olarak bulunur. Bu durum Şekil 2.3’ te gösterilmiştir. Uygulanan sinyal 1.TC 2.TC 3.TC 4.TC 5.TC 1.TC 2.TC 3.TC 4.TC τ = 5.TC Şarj Süresi 5.TC τ = 5.TC Deşarj Süresi T = 1 Periyod Şekil 2.3. Kondansatörün şarj ve deşarj süre grafiği Şekil 2.3’ te görüldüğü gibi bir periyodun süresi T = 10. TC’ dir. Buna göre frekans aşağıdaki gibi hesaplanır. F= 1 T T = 10 TC F= 1 10.TC F= 1 olur. 10.RC 2.1.2 KONDANSATÖRÜN ŞARJ OLMA HIZI Bir kondansatörün levhalarında toplanan Q yükü ile levha arasında uygulanan kaynak gerilimi arasındaki C = Q oranının kondansatörün kapasitesini belirlediğini ve bir kondansatörden birim E zamanda geçen akımın I = Q olduğunu elektrik dersinde öğrenmiştik. t Buna göre her iki formüldeki Q yüklerini birbirine eşitlediğimizde; C.E = I.t olur. 30 Buradan, C= I.t ( Amper saniye / volt = Farat ) sonucuna varılır. E Öte yandan ΔE oranı kondansatörün birim zamanda olacağı şarj miktarını verir. Voltaja bağlı olarak Δt şarj olma hızı ( Rate of Chargevoltage – roce ); roce = ΔE I formülüyle bulunur. = Δt C # TC = t / TC oranı ise zaman sabite miktarını verir. Bir kondansatörün veya bobinin şarj ve deşarj eğrileri Şekil 2.2’ de grafiksel olarak verilmiştir. RC zaman sabitesi ve bir sonraki konuda incelenecek olan LR zaman sabitesi ile ilgili problemler bu grafik 0,5 yardımıyla çözülecektir. 1 2 3 4 5 100 A 90 80 ZAMAN SABİTESİ TC = R.C TC = L / R ZAMAN SABİTE MİKTARI: #TC = t / TC 70 RC DEVRE İÇİN ŞARJ DURUMU A EĞRİSİ : %VC B EĞRİSİ : %VR ; % I 60 RC DEVREDE DEŞARJ DURUMU A EĞRİSİ : KULLANILMAZ B EĞRİSİ : %VC ; %VR ; % I 50 RL DEVRE İÇİN ŞİŞME DURUMU A EĞRİSİ : %VR ; % I B EĞRİSİ : %VL 40 30 RL DEVREDE ÇÖKME DURUMU A EĞRİSİ : KULLANILMAZ B EĞRİSİ : %VL ; %VR ; % I 20 10 B 0,5 0 1 2 3 4 Şekil 2.4 Kondansatör ve bobinin universal şarj / deşarj ve zaman sabite eğrileri 31 5 Şekil 2.4’ teki grafik incelendiğinde, kondansatörün şarjı ve deşarjı esnasında çeşitli sürelerdeki voltaj seviyesinin net biçimde belirlenebileceği görülmektedir. Konu ile ilgili aşağıdaki örnek dikkatle incelenmelidir. 5 KΩ’ luk bir direnç ile 0.1 μF’ lık bir kondansatör seri olarak 40 VDC değerindeki kaynağa seri bağlıdır. Devredeki anahtar kapatıldıktan 1200 μsn sonra kondansatör üzerindeki % gerilimi, direnç üzerindeki gerilimi ve devreden geçen akımı bulunuz. ÇÖZÜM : Çözüme başlamadan önce devre şeklinin çizilmesi çözümü basitleştirecektir. Devredeki anahtarın kapatıldığı t=0 anında; devreden geçen akım bilindiği gibi maksimumdur. Daha sonraki zamanlarda kondansatörün şarj hızına bağlı olarak bu akımda azalma; kondansatör üzerindeki gerilimde ise artma görülecektir. 5 TC sonunda kondansatör kaynak geriliminin tamamına şarj olması gerekir. Buna göre; ilk olarak TC’ yi bulmamız gerekir. TC = R × C = 5000 × 0,1.10-6 TC = 0.5 msn = 500 μsn. Toplam süre 1200 μsn olduğuna göre; # TC = t / TC = 1200 / 500 = 2.4 olur. Bu oran, kondansatörün hangi TC’ de kaynak voltajının % olarak hangi seviyesine şarj olduğunu, şarj eğrisinden bulunmasını sağlar. Yani grafikteki şarj eğrisinin ( A Eğrisi ) 2,4. TC’ sine bakılmalıdır. Şekil 2.4’ te bu noktaya bakıldığında kondansatörün, kaynak geriliminin % 91’ ne şarj olduğu görülür. Kaynak gerilimi 40 V olduğuna göre,anahtar kapatıldıktan 1200 μsn sonra kondansatör üzerindeki gerilim aşağıdaki gibi bulunur. 32 % UC = ( 40 × 91 ) × % = 36.4 V. Buna göre 1200. μsn’ de direnç üzerindeki gerilim kaynak gerilimi ile kondansatör üzerindeki gerilimin farkı kalacaktır. Bu da; UR = E - UC = 40 – 36.4 = 3.6 V. olur. Bu anda devreden geçen akım UR / R’ den bulunabilir. I = UR / R = 3.6 / 5 = 0.72 mA. Şekildeki devrede kondansatör boş durumdadır. Anahtar kapandığı andan itibaren, kondansatörün 30 Volt’ a şarj olabilmesi için gerekli olan zaman sabite miktarını hesaplayınız. ÇÖZÜM : Bu örnekte sorulan zaman sabite miktarını bulabilmek içini Örnek:1’ deki çözüm yolunun tersi uygulanmalıdır. Yani önce kondansatörün 30 Volt’ a şarj olduğu anda, kondansatör üzerindeki gerilimin kaynak voltajına % oranının bulunması ve bu oranın grafikte değerlendirilmesi gerekir. UC / E = ( 30 / 50 ) × 100 = % 60 Bulunan bu oran zaman sabite eğrisinde kondansatörün şarj eğrisinin, dikey eksenin % 60 noktasıyla kesiştirildiğinde; Zaman Sabite Miktarı = 0.9 olarak bulunur. Şekildeki devrede; S1 anahtarı, kondansatör kaynak voltajına şarj oluncaya kadar kapalı tutulup sonra açılmaktadır. S2 anahtarı ise S1 açıldığı anda kapatılıyor. Anahtar pozisyonları bu konumda iken; 130 μsn sonra kondansatörün deşarj %’ sini, UC, UR gerilimlerini ve devre akımını bulunuz. 33 ÇÖZÜM : Devredeki S1 anahtarı, kondansatör kaynak gerilimine şarj oluncaya kadar kapalı tutulup şarj bittikten sonra açıldığı için bu anda UC = E = 50 V., UR ise 0 Volt’ tur. Yine bu anda devreden geçen akım 0 Amper’dir. Ancak aynı anda S2 anahtarı kapatıldığı için kondansatör belli bir zaman sabitesine göre deşarj olmaya başlayacaktır. Bu andan 130 μsn sonraki zaman sabitesi aşağıdaki gibi bulunur. TC = t 130.10 −6 = = 1.3 R.C 40.10 3 × 2.5.10 −9 Bu zaman sabite miktarını zaman sabite eğrisindeki yatay ekseninde bulup kondansatörün deşarj eğrisiyle ( B Eğrisi ) çakıştırdığımızda, kondansatör üzerindeki gerilimin % 27.5 olduğu dikey eksenden bulunur. Bu değer gerilime çevrildiğinde kondansatör üzerindeki gerilim bulunur. UC = 50 × 0.275 = 13.75 Volt Bu anda direnç üzerindeki gerilim kondansatör üzerindeki gerilime eşittir. UR = 13.75 Volt ***( Bunun nedenini tartışınız. ) Bu anda devreden geçen akım ise dirençten geçen akıma eşittir. I = UR / R = 13.75 / 40 = 344 μA. Kondansatörün deşarj %’ si ise 1.3 zaman sabite miktarı ile şarj eğrisinin ( A Eğrisi ) kesiştiği nokta olup %72.5’ tir. 2.1.3 RL DEVRESİ ZAMAN SABİTESİ Şekil 2.5’ te seri RL devresi görülmektedir. Devredeki S anahtarı kapatıldığı t0 anında bobinin DC’ ye karşı reaksiyonu dolayısıyla devreden hiç akım geçmeyecektir. Yani t0 anında bobin DC’ ye açık devre özelliği gösterir. Bu anda bobin üzerinŞekil 2.5 RL Devresi deki gerilim kaynak voltajına eşittir. Ancak t0 anından sonraki zamanlarda bobin üzerine uygulanan gerilimden dolayı bobin üzerinde bir zıt emk indüklenir. Bu emk devreden geçen akım nedeniyle çökmeye başlar. Devreden geçen akım yükselmeye başladıkça bobin üzerindeki gerilim azalır. 34 Bobin ideal olarak düşünülürse, sonsuz zamanda UL = 0 Volt, devreden geçen akım ise maksimum olur. Ancak pratikte her bobinin bir omik dirence sahip olduğu düşünülürse; bu değerler teorik olarak yaklaşık alınmalıdır. Bobin, yukarıda anlatılan bu özelliğinden dolayı üzerinden geçen akımı depolar. Şekil 2.6’da anahtarın kapandığı t0 anındandan, sonsuz t zamanına kadar geçen sürede devre akımıyla, bobin üzerinde indüklenen gerilim eğrileri verilmiştir. G E N L İ K AKIM İNDÜKLENEN EMK t=0 ZAMAN Şekil 2.6 Bobinin DC’ ye gösterdiği akım ve gerilim tepki eğrileri Şekil2.6’da görüldüğü gibi t = 0 anında bobin üzerindeki gerilim maksimum değerde iken, ( en fazla kaynak gerilimi kadar olabilir ) akım sıfırdır. Zaman belli bir seviyeye geldiğinde gerilim üssel olarak azalırken, akım ise yine üssel bir artış gösterir. Akım ve gerilimin üssel fonksiyon göstermesi bobinin saf endüktif olmayışı, mutlaka bir omik iç direnci olmasından kaynaklanmaktadır. Aynı zamanda bu değişim oransal ve rakamsal olarak Şekil 2.4’ teki grafikteki A ve B eğrisi üzerinden okunabilir. Bobin üzerinden belirli bir zamanda geçen akımın geçtiği zaman dilimine oranına değişim hızı ( rate of change ) denir. Aşağıdaki gibi ifade edilir. ΔI Δt Roc = Doğru akımın bobine uygulandıktan sonra, bobinde oluşan akım ve gerilim değişimleri matematiksel olarak aşağıdaki gibidir. L= e ΔI Δt e = L. ΔI Δt RocI = ΔI e = Δt L RocI = Birim zamana göre bobin akımındaki değişim hızı. e = Bobin üzerinde indüklenen voltaj ( zıt emk ). 35 L = Endüktans değeri Buraya kadar anlatılan bölümde bobinin DC devrede gösterdiği özelliklerden bahsedilmiştir. Şimdi DC devrede bobinin zaman sabitesine ilişkin matematiksel ifadeler incelenecektir. Hatırlanacağı gibi RC devresinde zaman sabitesini TC = R.C olarak öğrenmiştik. RL devresinde ise zaman sabitesi aşağıdaki gibi ifade edilir. TC = L R Burada dikkat edilecek nokta, zaman sabitesinin devre direncine bağımlı olmasıdır. Devre direnci ne kadar büyük olursa zaman sabitesi miktarı o oranda düşer. Diğer bir deyimle zaman sabitesinin uzun olabilmesi için devre veya bobin direncinin düşük olması gerekmektedir. Bobin değeri ise kullanılan devreye göre seçileceği için sabit tutulacaktır. Bobinin sarıldığı iletkenin cinsinin ve izolasyonunun bobinin omik direncine etki eden faktörler olduğu daha evvelki konularda anlatılmıştı. RC devrelerde olduğu gibi, LR devrelerde de bobinin üzerindeki manyetik alanı oluştuktan sonra indüklenen zıt emk’in çöküşü veya bobin üzerinden geçen akımın maksimum değere ulaşabilmesi için 5TC süresi geçmesi gerekir. Bahsi geçen TC zamanları yine Tablo 2.1 kullanılarak bulunur. Bu zamanın bulunabilmesi için aşağıdaki formül kullanılır. TC = t R.t = L L R TC = Zaman sabite miktarı t = Yükselme ve düşüş için izin verilen zaman L = Endüktans değeri R = Devre direnci Buraya kadar anlatılan bölümün pekiştirilebilmesi için aşağıdaki örnekler dikkatle incelenmelidir. Şekildeki devrede anahtar kapatıldıktan 2800 μsn sonraki zaman sabite miktarını, devre akımını ve maksimum akımı, direnç ve bobin üzerinde düşen gerilim düşümlerini hesaplayınız. 36 ÇÖZÜM : İlk olarak izin verilen zaman ( 2800 μsn ) içindeki zaman sabite miktarını bulalım: TC = ( )( ) 10.10 3 2800.10 −6 R.t = 2.8 = 10 L 2.8 olarak bulunan zaman sabite miktarının Şekil 2.4’teki A eğrisini kestiği noktadan sola gidilerek dikey ekseni kestiği değer bulunur. Bu değer % 94’tür. Yani o andaki akım değerinin maksimum akıma oranıdır. Buradan elde edilen veriye dayanarak maksimum akım bulunabilir. Imax = E / R = 50 / 10 = 5 mA. Bu değer yardımıyla devreden geçen akım aşağıdaki gibi bulunur: I = 5 × %94 = 4.7 mA. Devreden geçen akım bilindiğine göre; anahtar kapatıldıktan 2800 μsn sonra devre elemanları üzerindeki gerilim düşümleri aşağıdaki gibi hesaplanır. UR = I.R = 4.7 × 10 = 47 Volt UL = E - UR = 50 – 47 = 3 Volt Görüldüğü gibi LR devresine DC enerji uygulandıktan belli bir süre sonucunda bobin üzerindeki gerilim miktarı azalırken; direnç üzerindeki gerilim, kaynak gerilimine yakın bir değer almaktadır. A B 37 Şekildeki devrede S anahtarı A konumundan, B konumuna alındığı andan 1200 μsn sonra, akımdaki azalma %’ sini hesaplayınız. ÇÖZÜM : Çözüme başlanmadan önce, devre dikkatle incelenip devre takibi yapılmalıdır. S anahtarı A konumunda iken R-L seri devresi üzerinden akım maksimum seviyeye ulaşmış durumdadır. Bobin üzerinde indüklenen zıt emk minimum seviyededir. Çünkü devre kararlı durumdadır. Ancak S anahtarı, A konumundan B konumuna alındığı anda bobin üzerinde depolanan akım seviyesi düşmeye başlayacaktır. 1200μsn sonraki akımdaki bu değişim %’ si sorulduğuna göre, ilk olarak izin verilen zaman sabite miktarının hesaplanması gerekir. TC = R.t 10.10 3 × 1200.10 −6 = 0.35 = L 34 Bulunan bu oran Şekil 2.4’ teki grafikteki B eğrisinde yerine konulduğunda dikey eksenden % 70 olarak okunur. Buradan şu sonuç çıkar: Bobin üzerindeki depolanan akımın ( % 100 - % 70 )’ i direnç üzerinden akıtılarak harcanmıştır. Yani akımdaki azalma miktarı ise % 30 olarak belirlenir. 2.1.4 ZAMAN SABİTELERİNİN SINIFLANDIRILMASI Zaman sabitesi, RC devrelerde R ve C değerlerine veya LR devrelerde R ve L değerlerine bağlıdır. Fakat devredeki elemanların değerleri, hiçbir zaman, zaman sabitesinin uzun veya kısa olduğunu belirleyemez. Zaman sabitesinin uzunluğu veya kısalığı, karşılaştırıldığı referans zamana bağlıdır. Örneğin kare dalgalarda kıyaslama olarak kullanılan referans zaman, bir alternansa ait 5TC süreli τ değeridir. Bir alternansa ait zaman ile TC arasındaki ilişki; kısa, orta ve uzun zaman sabitesini belirleyin tek faktördür. Eğer zaman sabitesi ( TC ), bir alternansa ait zaman süresinden uzun ise; zaman sabitesi uzundur denir. Eğer bu süre, alternansın devam süresinden kısa ise zaman sabitesi kısadır denir. Bu konuya ilişkin matematiksel ifadeler aşağıda gösterilmiştir. τ / TC ≤ 1 / 10 ⇒ Uzun Zaman Sabitesi τ / 10 ≤ 1 / 10 ⇒ 10.τ ≤ TC τ / TC ≥ 1 / 10 ⇒ Kısa Zaman Sabitesi τ / 10 ≥ 1 / 10 ⇒ 10.τ ≥ TC 38 Eğer herhangi bir devreye ait zaman sabitesi yukarıdaki değerlerin arasında ise buna orta zaman sabitesi denir. 1 / 10 ≤ τ / TC ≤ 10 2.1.5 DALGA ŞEKİLLENDİRME İŞLEMİ Şekil 2.7 RC Dalga Şekillendirici Devresi. Şekil 2.8 RL Dalga Şekillendirici Devresi. GİRİŞ DALGASI A – A ÇIKIŞI B – B ÇIKIŞI RC devrede ER çıkışı RC devrede EC çıkışı RL devrede EL çıkışı RL devrede ER çıkışı ÖRNEK:1 UZUN ZAMAN SABİTELİ τ / RC veya R.τ / L ≤ 0.1 ÖRNEK:2 ORTA ZAMAN SABİTELİ 0.1 ≤ (R.τ) / L veya τ / RC ≤ 10 ÖRNEK:3 KISA ZAMAN SABİTELİ τ / RC veya ( R.τ ) / L ≥ 10 Şekil 2.9 RC ve RL Dalga Şekillendirici Devreleri Çıkış Dalga Şekilleri 39 Şekli 2.7’deki RC ve 2.8’deki RL devresi girişlerine kare dalga uygulanarak, devre çıkışlarında çeşitli zaman sabitelerine göre elde edilen çıkış sinyalleri Şekil 2.9’da tablo biçiminde gösterilmiştir. Şekildeki 1 no’lu örnekte Uzun Zaman Sabiteli A-A çıkışı, RC devresinde; direnç üzerinden veya RL devresinde; self ( bobin ) üzerinden alınan çıkışlardır. Bu çıkıştaki sinyal, giriş sinyali ile genlik ve şekil olarak benzeşmekte olup; önemli bir değişme gözlenmemektedir. Aynı örnekte B-B çıkışı ise, RC devresinde direnç üzerinden veya RL devresinde direnç üzerinden alınan çıkışlardır. Burada ise çıkış sinyali, girişle genlik ve biçim olarak hiçbir benzerlik göstermemektedir. Girişten kare dalga sinyali uygulanmasına rağmen çıkıştan üçgen dalga formlu bir sinyal alınmıştır. 2 no’lu örnekte Orta Zaman Sabiteli A-A çıkışındaki sinyal, giriş sinyaline oranla genlik olarak daha yüksektir. Şekil olarak da distorsiyona ( bozulma ) uğramıştır. Aynı örnekte B-B çıkışından alınan sinyalle, giriş sinyali arasında genlik ve biçim olarak hiçbir benzerlik göstermemektedir. Girişten kare dalga sinyali uygulanmasına rağmen çıkıştan testere dişi formuna yakın bir sinyal alınmıştır. 3 no’lu örnekte ise Kısa Zaman Sabiteli A-A çıkışındaki sinyal, giriş sinyalinin genlik olarak iki katı büyüklüğündedir. Şekil olarak yine distorsiyona uğramıştır. Aynı örnekte B-B çıkışından alınan sinyalle, giriş sinyali arasında genlik ve biçim olarak bir benzerlik gözlenmektedir. Girişten uygulanan kare dalga sinyali, çıkışta yine kare formuna yakın bir özellik göstermekte olup; fazla bir distorsiyona uğramamıştır. Sonuç olarak RC ve RL devrelerine uygulanan kare dalganın, çeşitli zaman sabitelerinde farklı sinyallere dönüşebileceği görülmektedir. Ancak bu devrelerin çalışma mantığını anlayabilmek için dalga şekillendirici devrelerin temelini oluşturan türev ( differention ) ve integral ( integration ) alıcı devrelerin incelenmesi gerekmektedir. İlk olarak türev alıcı devreler incelenecektir. 2.1.6 TÜREV ALICI DEVRELER Türev alıcı devreler, giriş sinyalinin değişim süratine ( roc ) bağlı olarak, çıkışta farklı bir sinyal şekli oluşturan devrelerdir. Türev alıcı devrelerinde kısa zaman sabitesi kullanılır. RC devrelerde çıkış direnç üzerinden; RL devrelerde ise çıkış bobin üzerinden alınır. Şekil 2.10 Türev Alıcı Devre Şeması ( Kısa Zaman Sabiteli Devre ) 40 Şekil 2.10’da görüldüğü gibi türev alıcı devre girişine kare dalga uygulanmıştır. Devre çıkışından alınan sinyal ise genlik ve form olarak değişikliğe uğramıştır. Bu değişimin nedeni şöyle açıklanabilir: Şekil 2.11’de giriş ve çıkış sinyalleri görülen türev alıcı devre girişinde bulunan kondansatöre kare dalga uygulandığında;kondansatör bu gerilimin tepe değerine şarj olur. t0 – t1 anında giriş sinyalinde herhangi bir değişiklik meydana gelmediğinden dolayı çıkış voltajı sıfıra düşmektedir. Çıkış voltajının sıfıra düşüş hızı, devrenin zaman sabitesine bağlıdır. GİRİŞ SİNYALİ ÇIKIŞ SİNYALİ t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 Şekil 2.11 Türev alıcı devre giriş – çıkış sinyalleri t1 anında giriş tekrar aniden, ters yönde değişikliğe uğramaktadır. Dolayısıyla çıkış voltajı da buna paralel olarak maksimum değere ters yönde şarj olur. Bu değişimler daha sonraki alternanslarda aynen birbirini takip eder. Sinyaldeki form değişikliği ise kondansatörün şarj ve deşarjı ile ilgilidir. Daha önce de anlatıldığı gibi aynı işlemler, RL devresi kullanılarak ta gerçekleştirilebilir. Ancak çıkış sinyalinin bobin üzerinden alınması gerekmektedir. 2.1.7 İNTEGRAL ALICI DEVRELERİ Şekil 2.12 İntegral alıcı devre şeması 41 Şekil 2.12’de İntegral alıcı devre şeması görülmektedir. Çalışma mantığı olarak türev alıcı devresiyle zıtlık gösterir. İntegral alıcı devrede uzun zaman sabitesi kullanılmaktadır. Hatırlanacağı gibi, türev alıcı devre girişine kare dalga uygulandığında. çıkıştan sivriltilmiş dalga elde ediliyordu. İntegral alıcı devre girişine de kare dalga uygulanıp, çıkıştan üçgen dalga formunda bir sinyal elde edilmektedir. Bu farkın nedenlerinden birincisi kondansatör ile direncin yerlerinin değişmiş olması; ikincisi de bu devrede uzun zaman sabiteli devre kullanılmasıdır. Devrenin giriş – çıkış sinyal bağıntıları Şekil 2.13’te gösterilmiştir. GİRİŞ SİNYALİ ÇIKIŞ SİNYALİ t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 Şekil 2.13 İntegral alıcı devre giriş – çıkış sinyalleri Devre girişine uygulanan kare dalga sinyali, t0 anında sıfır seviyesindedir. Bu anda kondansatör üzerindeki şarj seviyesi de aynıdır. t0 - t1 arasında; kondansatör, uygulanan gerilime şarj olurken; çıkış gerilimi de genlik olarak doğrusal bir biçimde artış gösterir. t1 anında giriş gerilimi ( + ) maksimum değerden, ( - ) maksimum değere gelir. Bu andaki giriş geriliminin azalması kondansatörün deşarj olmasına neden olacaktır. Kondansatörün deşarj eğrisi yine doğrusal eğimli olacaktır. t1 – t2 zaman aralığında ise giriş gerilimi sürekli ( - ) maksimum değerde olacağından, bu anda kondansatör tamamen deşarj olacaktır. t2 anında ise giriş gerilimi periyodunu tamamladığı için tekrar başlangıç noktasına döneceğinden aynı olaylar tekrar edecektir. Dikkat edilecek olursa İntegral Alıcı Devresi, Türev Alıcı Devresiyle zıt mantık olarak çalışmaktadır. Buraya kadar incelenen Türev ve İntegral Alıcı devreleri, daha önce de belirtildiği gibi sadece RC devreleriyle gerçekleştirilmez. Aynı işlevleri RL devreleriyle yapmak da mümkündür. Devre çalışma mantıkları RC devreleri ile aynı olacağından; RL devreleri tekrar anlatılmayacak olup özet bilgi verilmesi yeterli olacaktır. RL devresinin zaman sabitesi kısa ve çıkış bobin üzerinden alınıyor ise buna Türev Alıcı Devre; zaman sabitesi uzun ve çıkış direnç üzerinden alınıyorsa buna da İntegral Alıcı Devre adı verilir. 42 43 BÖLÜM III YARIİLETKEN ESASLARI 3.1 GİRİŞ XIX. YY’ın sonlarında başlayıp XX.YY’ın başlarına kadar sürdürülen bilimsel çalışmalar sonucu bulunan yarı iletkenler;elektronik sanayisinin oluşup hızla gelişmesini sağlamıştır. 1880’li yıllarda Curie kardeşlerin kristaller üzerinde yaptıkları çalışmalar sonucu; belli bir basınç altında kristaller üzerinde bir gerilim oluştuğu saptanmıştır. Bu çalışmaların ışığı altında enerji dönüşümleri konusunda önemli adımlar atılmıştır. 1900’lü yıllarda bir selenyumun iletkenle birleştiği noktadan tek yönlü akımın geçtiği anlaşılmıştır. Daha sonraki yıllarda bu buluşlar geliştirilerek; 1930 yılında germanyum diyot, 1948 yılında ise ilk transistör üretilmiştir. Transistör deyimi, transfer ve rezistör kelimelerinin birleştirilmesinden meydana gelmiştir. Transistör, akımı kontrol edebilen elektronik devre elemanı olması nedeniyle çok önemli bir malzemedir. Bu bölümde kristal diyotun ve transistörün oluşumu konuları incelenecektir. Bu konuların daha iyi anlaşılabilmesi maksadıyla Elektrik Dersinde görülen iletken, yalıtkan ve yarıiletken konularının tekrarlanması yararlı olacaktır. 3.1.1 İLETKEN, YALITKAN VE YARIİLETKENLER Atomun dış yörüngesinde değişik sayıda elektron bulunabilir. Bilindiği gibi bu sayı sekizden fazla olamaz. Dış yörüngelerinde sekiz elektron bulunan yörüngelere "doymuş yörünge" adı verilir. Doymuş yörüngeye sahip olan atomlar, elektronlarını kolay kolay bırakmaz. Asal gaz olarak bilinen Helyum (He), Neon (Ne), Argon (Ar) ve Kripton (Kr) gazların atomları böyledir. Dış yörüngelerindeki elektron sayısına bağlı, olarak bazı atomlar elektron vermeye, bazıları da elektron almaya çalışırlar. Genel olarak dış yörüngelerinde dörtten az elektronu bulunan ve serbest elektron sayıları çok fazla olan atomlar elektron vermeye, dörtten fazla elektronu bulunan ve serbest elektron sayıları çok az olan atomlar ise elektron almaya yatkındır. L dış yörüngesinde 3 elektron bulunan bor (B) atomu Şekil 3.1' de verilmiştir. Bu yörüngenin doyması için 5 elektrona ihtiyaç duyacağı düşünüldüğünde; 5 elektron almak yerine, kendi 3 elektronunu vermesinin daha kolay olacağı görülür. Benzer şekilde Şekil 3.1' de verilen oksijen (O) atomu, dış yörüngesini doymuş hale getirmek için L dış yörüngesinde bulunan 6 elektronu vermek yerine dışardan 2 elektron alacaktır. Şekil 3.1 Bor atomu Şekil 3.2 Oksijen atomu Yukarıda kısaca özetlenen bilgilerden de anlaşılacağı üzere; atomların son yörüngesindeki elektron sayısı o elementin özelliklerini belirler. Konumuzu ilgilendiren atomların sınıflandırılması aşağıdaki tanımlarda açık olarak verilmiştir. İletken : Dış yörüngelerinde 4' ten az elektron bulunan ve serbest elektron sayıları çok fazla olan maddelere denir (bakır, alüminyum, demir vb.). Yalıtkan : Dış yörüngelerinde 4' ten fazla elektron bulunan ve serbest elektron sayıları yok denecek kadar az olan maddelere denir (cam, kauçuk, hava vb.). Yarıiletken : Ne iyi bir iletken, ne de iyi bir yalıtkan olan ve dış yörüngelerindeki elektron sayısı 4 olan maddelere denir (karbon, germanyum, silisyum vb). Uygulamada iletkenler, elektrik akımını bir yerden başka bir yere iletmekte; yalıtkanlar, elektrik akımından korunmakta ve elektrik akımının bulunmaması gereken yerleri yalıtmakta; yarıiletkenler ise, diyot, transistör gibi akımın kontrollü iletimini sağlayan elemanların imalatında kullanılmaktadır. Bu bölümde elektroniğin başlıca konusu olan yarı iletkenler incelenecektir. Tablo 3.1’ de çeşitli elementlerin cm3 başına, elektrik akımına karşı göstermiş oldukları dirençler tablo halinde verilmiştir. Bu elementlerden dirençleri çok düşük olanlara iletken, çok yüksek olanlara yalıtkan; dirençleri iletken grubuna sokulamayacak kadar yüksek, yalıtkan grubuna sokulamayacak kadar düşük olanlara ise yarıiletken denir. Bu kapsamda elektronik endüstrisinin başlıca malzemeleri olan, germanyum, silisyum, bakır oksit, arsenik, indium, galyum gibi elementler, yarıiletken özellikleri gösterir. CM3BAŞINA DÜŞEN ELEMENT ADI ELEKTRİKİ DİRENÇ ( Ω / cm3 ) GÜMÜŞ 10-7 BAKIR 10-6 ALÜMİNYUM 10-4 KARIŞIMLI GERMANYUM 1 TRANSİSTÖR GERMANYUMU 1.5 TRANSİSTÖR SİLİKONU 1.6 SAF GERMANYUM 50 SAF SİLİKON 104 TAHTA 108 CAM 1010 MİKA 1012 Tablo 3.1 Elementlerin elektriki direnç tablosu Yarıiletken atomlarının son dış yörüngelerindeki elektron sayısı 3 ile 6 arasında değişmektedir. Kristal diyot ve transistör yapımında en çok germanyum ve silisyumdan yararlanılır. Germanyum ve silisyum atomlarının en son yörüngesindeki serbest ( valans ) elektron sayıları ( 4 elektron ) aynıdır. İndium, galyum, arsenik, antimuan gibi yarıiletkenler ise transistör ve diyot yapımında katkı malzemesi olarak kullanılırlar. Yarı iletken yapımında ilk zamanlarda, germanyum elementinin daha sık kullanılması; eski temel elektronik kitaplarında germanyumun incelenmesini gerektiriyor idi. Ancak; germanyum hemen hemen hiç kullanılmamaktadır. Günümüzde yarıiletken yapımında daha çok silisyum elementi kullanıldığından bu maddenin incelenmesi daha doğru olacaktır. 3.1.2 SİLİSYUMUN KRİSTAL YAPISI Germanyum ve silisyum karakteristik yapı olarak birbirlerine benzemektedirler. Dolayısıyla Silisyumun incelenmesi sırasında germanyum da analiz edilmiş olacaktır. Silisyum elementinin cm3 başına direnci Tablo 3.1’ de de belirtildiği gibi 1.6 Ω / cm3’dir. Ayrıca her iki madde ( Ge, Si ) ısı ve ışıkla etkilenebilmektedir. Bu maddelere elektrik akımı uygulandığında bir takım değişimlerin oluşması yarıiletken kavramının yerleşmesine ve gelişmesine neden olmuştur. Silisyumun, atomik yapısı incelendiğinde kristalize bir yapıda olduğu görülür. İncelemeler sonucu; silisyumun atomik yapısının, periyodik olduğu ( sürekli kendini tekrarlayan ) saptanmıştır. Atomların bu yapısının tümüne Kristal , periyodik düzenine de Örgü denir. Şekil 3.3’te silisyuma ilişkin kristal yapı görülmektedir. Şekil 3.3.Silisyum ve germanyumun kristal yapısı Germanyum ve silisyum kristali, (Ge ve Si olarak da yazılabilir. ) Şekil 3.3.’te görüldüğü gibi üç boyutlu elmas yapıya sahiptir. Sürekli tekrarlanan, aynı tipte kristal yapılardan oluşan bu tip maddelere tek kristalli yapı denir. Si ve Ge elementleri, bu özellikleri nedeniyle elektronik alanında kullanılmaya son derece uygundur. Bu bölümde Si ve Ge elementlerinin atom yapısı incelenecektir. Aynı zamanda bu maddelerin elektriksel karakteristiklerinin nasıl etkilenebileceği de gözden geçirilecektir. Elektrik dersinin Elektron Teorisi konusundan da hatırlanacağı gibi; bir atom temel olarak 3 elemana sahiptir. Bunlar elektron, proton ve nötrondur. Atomik yapıda proton ve nötron çekirdeği, elektronlar ise çekirdek etrafında sabit bir yörüngede dolaşır. Şekil 3.4.-a ve 3.4.-b’de Ge ve Si’ nin atomik yapısı görülmek- tedir. Ge’ nin toplam 32, Si’nin ise 14 elektronu vardır. Son dış yörüngelerindeki ( valans ) elektron sayısı ise her ikisinde de 4’tür. + + Şekil 3.4 – a. Germanyumun atomik yapısı Şekil 3.4 – b. Silisyumun atomik yapısı Elektron Si Si Si Si Si Si Si Si Si Si Şekil 3.5 Silisyum atomunun kovalent bağ yapısı Çekirdek Kovalent bağ Şekil 1.3 a ve b’de görüldüğü gibi Ge atomunun toplam 32, Si atomunun ise 14 elektronu bulunmaktadır. Her iki atomun da en dış yörüngesinde 4’er elektronu vardır. Bu dört valans elektrondan herhangi birini uzaklaştırmak için gerekli olan potansiyel, yapıdaki herhangi başka bir elektronu uzaklaştırmak için gereken potansiyelden daha azdır. Şekil 3.5’te Si atomunun kovalent bağ yapısı görülmektedir. Her Si atomunun son dış yörüngesindeki 4 elektron diğer atomun son dış yörüngesindeki elektronlarla bağ oluşturur. Bu elektron paylaşım olayına, kimya dersinden de hatırlanacağı gibi kovalent bağ denir. Dikkat edilirse her silisyum atomu diğer bir silisyum atomu ile kovalent bağ kurarak kristalize yapıyı oluşturur. Dış yörüngedeki bu bağ daha önce de anlatıldığı gibi kendini sürekli tekrar eder. Her ne kadar bir atom dış ortama karşı nötr durumda olsa bile; son yörüngesindeki elektron dengelerini, yeterli miktarda kinetik enerji uygulamak koşulu ile değiştirmek mümkündür. Kovalent bağdaki elektronların, bağdan koparak serbest duruma geçmesi için bir takım etkilerin olması gerekir. Bunlar;doğal nedenler, foton şeklindeki ışık enerjisi, ortamın ısı enerjisi gibi etkilerdir. Oda sıcaklığı şartlarında yarı iletkenlerin belirli sayılarda serbest elektronları bulunmaktadır. Örneğin 1 cm3 öz silisyum maddesinde 1,5 x 1010 adet serbest taşıyıcı elektron bulunur. Öz maddeler, katkıları minimum düzeye indirgemek için üretilen saf ( rafine ) maddelerdir. Ortam sıcaklığı arttıkça kovalent bağları oluşturan serbest elektronlar,ısıl enerji toplayarak serbest duruma geçer. Bundan dolayı elektron sayısında bir artış gözlenir. Serbest elektron sayısındaki bu artış maddenin iletkenliğinin artmasına da neden olacaktır. Buna karşın maddenin elektriki direncinde azalma görülür. Bu durum iletkenler ile kıyaslandığında zıtlık gösterir. Bilindiği gibi ısı artışı olduğunda iletkenlerin direnci de artmaktadır. Bunu şu şekilde özetleyebiliriz: Yarı iletkenler negatif sıcaklık katsayısına; iletkenler ise pozitif sıcaklık katsayısına sahiptir. Bu da yarı iletkenleri iletkenlerden ayıran en önemli özelliklerden birisidir. 3.1.3 SAF SİLİSYUMUN İLETKENLİĞİNİN ARTTIRILMASI Buraya kadar incelen bölümde elektronik alanında kullanılan iletken, yalıtkan ve yarıiletkenlerin sınıflandırılması ve atomik yapıları incelenmiştir. Konunun esasını oluşturan yarı iletkenlerin incelemesi ise daha detaylı verilmiştir. Ancak elektronik alanında, uygulamaya yönelik olarak kullanılabilecek yarı iletkenlerin oluşturulması için bir takım karmaşık ve kimyasal yöntemler gerekmektedir. Bu bağlamda saf bir silisyum elektronik alanında direkt olarak kullanılamaz. Konu başlığında da belirtildiği gibi saf bir silisyumdan elektrik akımı geçirebilmek için, öncelikle iletkenliğinin arttırılması gerekmektedir. Bunun gerçekleştirilebilmesi için silisyum maddesine katkı yapılması gerekir. Bu katkı malzemeleri, daha önce bahsedildiği gibi antimon, galyum, arsenik, fosfor gibi valans elektron sayısı 5 olan elementlerdir. Bu katkılar atom sayısı bazında 10 milyonda 1 gibi çok düşük miktarlarda yapılmaktadır. Yarı iletken maddelere katkı yapılarak 2 tip malzeme elde edilir. Bunlar: 1 – N tipi yarı iletken, 2 – P tipi yarı iletkenlerdir. Daha önce de bahsedildiği gibi elektronik uygulama alanında kullanılabilecek yarı iletken materyalin oluşturulabilmesi için, bu iki tip maddenin katkı malzemelerinin de eklenerek hazırlanması gerekmektedir. Bu bölümde öncelikle N tipi yarı iletkenin oluşumu incelenecektir. 3.1.4 N TİPİ YARIİLETKENİN OLUŞUMU N tipi yarı iletkenin oluşumu, silisyum tabanına belirli ölçüdeki katkı malzemesinin eklenmesiyle gerçekleştirilir. Şekil 3.6’da görüldüğü gibi silisyum tabanına valans elektron sayısı 5 olan Antimon eklenmiştir. Eklenen Antimonun 4 elektronu diğer silisyum atomları ile kovalent bağ oluşturur. Ancak 5.elektron serbest kalarak kristal yapıda asılı kalır. Bundan dolayı silisyumun iletkenliği artmış olur. Silisyum bu durumda fazla elektronu olduğu için nötr halden yüklü duruma geçer. Fazla elektronu bulunduğu için dış ortama karşı negatif yüklüdür. Bu yüzden bu oluşuma N tipi madde adı verilir. Si Si Si Antimon katkısı Antimonun 5.valans elektronu Si Sb Si Si Si Si Şekil 3.6 N tipi yarıiletkenin meydana gelişi Şekil 3.6’da metin olarak anlatılan bölüm şekilsel olarak ifade edilmiştir. Burada silisyuma eklenen antimon atomuna donör ( verici ) adı verilir. Bunun nedeni antimonun fazla elektronunu silisyuma vermesidir. 3.1.5 P TİPİ YARIİLETKENİN OLUŞUMU P tipi yarı iletken, saf silisyum kristaline 3 valans elektrona sahip katkı atomları eklenerek oluşturulur. Bu amaçla en sık kullanılan elementler boron, galyum ve indiyumdur. Bu elementlerden boronun silisyum tabanı üzerindeki etkisi Şekil 3.7’de görülmektedir. N tipi yarıiletkenin oluşumu konusunda anlatıldığı gibi silisyum tabanına bir başka madde belirli oranda eklenmektedir. Si Si Si Boron katkısı Boşluk Si B Si Si Si Si Şekil 3.7 P tipi yarı iletkenin meydana gelişi Şekil 3.7’ye dikkat edildiğinde, yeni oluşturulan yapıda kovalent bağın tamamlanması için yeterli sayıda elektronun bulunmadığı görülecektir. Bunun nedeni boron atomunun varolan 3 valans elektronu ile silisyum atomunun 4 valans elektronu arasında kurulan kovalent bağ yapısında bir elektronun eksik kalmasıdır. Bu noktanın elektron almaya ihtiyacı bulunduğundan boş kalmakta olup + imgesi ile ifade edilir. P tipi maddede oluşan bu boşluklara oyuk adı verilir. Burada oluşan yapı elektron eksikliği nedeniyle pozitif yükle yüklenir. Meydana gelen yeni silisyum yapısı elektron eksikliği nedeniyle dış ortamdan elektron almaya meyillidir. Bu tür yapıya akseptör ( alıcı ) denir. Oluşan bu yeni yapıya bu örgüye P tipi yarıiletken adı verilir. Buraya kadar anlatılan N ve P tipi yarıiletken oluşturulması konularında ortaya çıkan iki önemli sonuç vardır. N tipi maddede, kristal yapı içerisinde serbest kalan fazla elektronlar; P tipi maddede, kristal yapı içerisinde serbest kalan oyuklar oluşur. Yani N tipi yarıiletkende çoğunluk akım taşıyıcılar elektronlar; P tipi yarıiletkende ise çoğunluk akım taşıyıcıları oyuklardır. İşte bu çoğunluk akım taşıyıcıları yarı iletkenin içerisinden kontrollü akım geçmesine olanak sağlayan materyallerdir. Diğer yandan hem N tipi, hem de P tipi yarı iletkenin iletkenliği arttırılırken yapılan katkılama işleminde valans seviyelerindeki enerji dağılımının dengesizliği nedeniyle N tipi yarı iletkende çok az miktarda oyuklar, P tipi yarıiletkende ise yine çok az miktarda elektronlar meydana gelir. Bunlara ise azınlık akım taşıyıcıları denir. Ancak unutulmaması gereken nokta azınlık akım taşıyıcılarının, çoğunluk akım taşıyıcılarına oranı ihmal edilebilecek seviyededir. Şekil 3.8 a ve b’de bu durum şekilsel olarak ifade edilmiştir. Pozitif yüklü iyonlar ( Donör İyonları ) Çoğunluk akım taşıyıcıları Azınlık akım taşıyıcıları Negatif yüklü iyonlar ( Akseptör İyonları ) Çoğunluk akım taşıyıcıları Azınlık akım taşıyıcıları Şekil 3.8-a N Tipi yarı iletkende akım taşıyıcıları Şekil 3.8-b P Tipi yarı iletkende akım taşıyıcıları Buraya kadar anlatılan bölümde N tipi ve P tipi maddelerin oluşturulması incelenmiştir. Bundan sonraki aşamada bu iki madde kullanılarak akımın kontrollü geçişini sağlayacak elektronik devre elemanlarının yapısal oluşumu incelenecektir. Ancak bu aşamaya geçmeden önce P ve N tipi yarı iletken içerisindeki elektron ve oyuk hareketlerini iyi bilmek gerekir. Bu kapsamda ilk olarak katkı ile elde edilen,N tipi ve P tipi yarı iletkene bir DC kaynak bağlanıp; oluşan değişimler incelenecektir. 3.1.6 N TİPİ YARI İLETKENDE AKIM YÖNÜ VE ELEKTRON HAREKETİ I S Azınlık akım taşıyıcı yönü E N tipi yarıiletken ( silisyum ) Serbest elektronların hareket yönü ( çoğunluk akım taşıyıcı yönü ) I Şekil 3.9. N tipi yarıiletkende akım geçişi N tipi yarı iletkene bir gerilim uygulandığında, akım yönü gerilim kaynağının kutuplarına göre yön değiştirir. Bunun nedeni N tipi yarıiletkende mevcut olan – yüklü çoğunluk akım taşıyıcılarının gerilim kaynağının – kutbuna göre hareket etmesidir. Şekil 3.9 dikkatle incelendiğinde; S anahtarı kapandığında,gerilim kaynağının – kutbu yarı iletken içerisindeki serbest elektronları + kutba doğru iteceği görülecektir. Bu akım hareketi daha önce de açıklandığı gibi çoğunluk akım taşıyıcısı elektronların hareketidir. Ancak N tipi madde içerisinde çok az oranda + yüklü oyukların oluştuğunu hatırlanırsa; bu oyukların akım yönü de gerilim kaynağının bağlanış şekline göre elektron akış yönünün tam tersi olacaktır. Yani - yüklü elektronlar kaynağın – kutbu tarafından itilerek +kutbu tarafından çekilecek; + yüklü oyuklar ise + kutbu tarafından itilerek - kutbu tarafından çekilecektir. Gerilim kaynağının yönü değiştirildiğinde akım yönleri ne olur? ***Bu konuyu sınıfta tartışarak cevaplayınız. 3.1.7 P TİPİ YARI İLETKENDE AKIM YÖNÜ VE OYUK HAREKETİ P tipi yarı iletkene bir gerilim uygulandığında, akım yönü N tipi yarı iletkende olduğu gibi gerilim kaynağının kutuplarına göre yön değiştirir. Bunun nedeni P tipi yarı iletkende mevcut olan + yüklü çoğunluk akım taşıyıcılarının gerilim kaynağının – kutbuna göre hareket etmesidir. Şekil 3.10. dikkatle incelendiğinde; S anahtarı kapandığında,gerilim kaynağının – kutbu yarı iletken içerisindeki serbest oyukları kendine çekeceği görülecektir. Bu akım hareketi çoğunluk akım taşıyıcısı oyukların hareketidir. Ancak N Tipi madde içerisinde çok az oranda + yüklü oyukların oluştuğu gibi; P tipi madde içerisinde de yine çok az oranda – yüklü elektron bulunabilir. I S Azınlık akım taşıyıcı yönü E P Tipi Yarıiletken ( Silisyum ) Serbest oyukların hareket yönü ( Çoğunluk akım taşıyıcı yönü ) I Şekil 3.10 N tipi yarı iletkende akım geçişi Dolayısıyla bu elektronların akım yönü de gerilim kaynağının bağlanış şekline göre oyuk akış yönünün tam tersi olacaktır. Yani + yüklü oyuklar kaynağın – kutbu tarafından çekilerek +kutbu tarafından itilecek; - yüklü elektronlar ise; kaynağın - kutbu tarafından itilerek +kutbu tarafından çekilecektir. Gerek N tipi madde içindeki + yüklü oyukların, P tipi madde içindeki - yüklü elektronların ( azınlık akım taşıyıcılarının ) oluşturduğu akıma sızıntı akımı adı verilir. Bu akım asıl devre akımına ters yönde olup değeri ihmal edilebilecek kadar küçüktür. Buraya kadar anlatılan bölümde N tipi yarı iletken içerisindeki çoğunluk akım taşıyıcı elektronların hareketinin DC kaynağın – kutbundan + kutbuna; P tipi yarı iletken içerisindeki çoğunluk akım taşıyıcı oyukların hareketinin ise; DC kaynağın + kutbundan - kutbuna hareket edeceği unutulmamalıdır. Aynı zamanda çoğunluk akım taşıyıcıları asıl devre akımını oluşturmaktadır. Şimdi ise iki farklı tip yarı iletkenlerin birleştirilerek kristal diyot oluşumu incelenecektir. 3.1.8 P – N YÜZEY BİRLEŞMESİ VE KRİSTAL DİYOTUN OLUŞUMU Daha önce de kısaca değinildiği gibi diyot; elektrik akımını tek yönlü olarak ileten elektronik devre elemanıdır. Bu bölümde diyotun nasıl oluştuğu anlatılacaktır. Şekil 3.11’de katkılı N ve P tipi iki ayrı maddenin yüzey teması sonucunda elde edilen oluşum görülmektedir. Bu oluşuma Kristal Diyot adı verilir. Şekil 3.11.a dikkatle incelenirse; P ve N tipi maddelerin birleşim yüzeyinde, hemen oluşan bir elektron – oyuk alışverişi ve bundan kaynaklanan bir hareket başlayacaktır. Bu hareket sonucunda, P maddesindeki oyuklar N maddesine; N maddesindeki elektronlar da P maddesine geçer. İlk anda iki maddedeki tüm oyuk ve elektronların birleşebileceği akla gelebilir. Ancak bu mümkün değildir. Bu birleşme Şekil 3.11.b’de görüldüğü gibi belli bir bölgede oluşur. Bu bölgeye gerilim setti veya bariyer adı verilir. N tipi silisyum madde P tipi silisyum madde Şekil 3.11.a P ve N tipi maddenin birleştirilmesi ve elektron – oyuk hareketi N tipi silisyum madde P tipi silisyum madde Gerilim setti ( bariyer ) Şekil 3.11.b P ve N tipi maddenin birleştirilmesi sonucu kristal diyodun oluşumu Bu birleşme sonucunda oluşan gerilim settinde herhangi bir akım taşıyıcısı kalmaz. Bunun nedeni elektron ve oyukların bu bariyerin dışına itilmeleridir. Oluşan gerilim settinin kalınlığı 1 / 1000 mm. ( 1 mikron ) kadardır. Elektron ve oyuk hareketleri sonucunda, gerilim settinde bir potansiyel fark oluşur. Bu gerilim germanyum diyotta 0.2 – 0.3 Volt; silisyum diyotta ise 0.6 – 0.7 Volt civarındadır. Bu oluşum sonucunda P maddesinin birleşim yüzey tarafı oyuk kaybedip, elektron kazanır. Dolayısıyla bu bölgenin kutbu negatif olur. Diyotun bu tarafına Anot adı verilir. Aynı şekilde N maddesinin birleşim yüzey tarafı da elektron kaybedip, oyuk kazanır. Bu bölgenin kutbu da pozitif olur. Diyotun bu tarafına da Katot adı verilir. İki yüzey arasındaki potansiyel fark, oyukların P maddesini, elektronların da N maddesini terk etmelerine engel olur. Böyle bir yapıdaki malzemeden akım geçirebilmek için dışarıdan bir kaynakla gerilim uygulanması gerekir. Çünkü gerilim settinin aşılması gerekmektedir. Bu koşulun oluşabilmesi için kristal diyotun doğru polarize (doğru kutuplama) edilmesi gerekir. Çünkü elde edilen malzeme, akımın tek yönlü geçmesine olanak verir. Ters yönde uygulanacak enerji diyotun içerisinden akım geçirmeyecektir. Eğer ters yöndeki enerji uygulaması belirli bir seviyenin üzerine çıkarsa diyot bozulur ( delinir ). 3.1.9 KRİSTAL DİYOTUN DÜZ KUTUPLANMASI ( DÜZ POLARMA ) Şekil 3.12’de P – N eklemli kristal diyotun bir batarya yardımıyla düz kutuplanması gösterilmiştir. N tipi silisyum madde Gerilim setti ( Bariyer ) E I ( Devre akımı ) - P tipi silisyum madde + Şekil 3.12 Kristal diyotun düz kutuplanması Şekil 3.12 dikkatle incelendiğinde; diyotun P eklemi tarafına bataryanın + kutbunun, N eklemi tarafına da bataryanın – kutbunun bağlandığı görülecektir. P - N eklemine gerilimin verilmesinden hemen sonra; P maddesindeki oyuklar bataryanın + kutbu tarafından, N maddesindeki elektronlar da bataryanın – kutbu tarafından birleşme yüzeyine doğru itilirler. Bu olayın sonucunda bariyer ( gerilim setti ) ortadan kalkar. Gerilim settinin ortadan kalkabilmesi için diyotun yapıldığı maddenin özelliklerine dikkat etmek gerekir. Bu gerilim değerinin silisyumda 0.6 – 0.7 V. germanyumda ise 0.2 – 0.3 V. olduğunu biliyoruz. Yani bu voltaj değerleri gerilim settinin ortadan kalkması için gerekli voltajlardır. Gerilim settinin ortadan kalkmasıyla birlikte elektronlar ve oyuklar birleşme yüzeyinde birleşirler. N bölgesinden gelerek P bölgesindeki oyukları dolduran her elektrona karşılık, P maddesinde ortak valans bağını koparan bir elektron bataryanın + kutbu tarafından çekilir. Bu elektron bataryadan geçerek N bölgesine girer. Böylece N bölgesinin kaybettiği elektronu karşılamış olur. Bu açıklama tek bir elektron ve oyuk için geçerlidir. Ancak P ve N bölgesinde milyonlarca oyuk ve elektron bulunduğunun bilinmesi gerekir. Bu ortamda oyuklar nötr hale geleceğinden, bataryanın + kutbu P maddesindeki nötr olan oyuk kadar, ortak valans bağını koparan elektronları çeker. Bu elektronlar bataryanın içerisinden geçerek N maddesine girerler. Bu elektronların sayısı N maddesinin P maddesi içine gönderdiği elektronlar kadardır. Bu durumda dış devreden ok yönünde büyük bir akım geçer. Devre akımının geçmesine kolaylık gösteren bu bağlantı biçimine Doğru Yönlü Polarma denir. 3.1.10 KRİSTAL DİYOTUN TERS KUTUPLANMASI ( TERS POLARMA ) Azınlık akım taşıyıcıları N tipi silisyum Gerilim setti Sızıntı akımı yönü P tipi silisyum E + - Şekil 3.13 Kristal diyotun ters kutuplanması Şekil 3.13’de P – N eklemli kristal diyotun bir batarya yardımıyla ters kutuplanması gösterilmiştir. Şekildeki yapıya dikkatle bakıldığında bataryanın – kutbuna P tipi maddenin, + kutbuna da N tipi maddenin bağlandığı görülecektir. Bu durumda gerilim verilir verilmez N tipi madde içerisindeki serbest elektronlar bataryanın + kutbu tarafından, P tipi madde içerisindeki serbest oyuklar ise bataryanın – kutbu tarafından çekilir. Bu durum birleşim yüzeyinin genişlemesine ve gerilim settinin büyümesine neden olacaktır. Dolayısıyla dış devreden herhangi bir akım geçişi olmayacaktır. Bu durumda diyottan akım geçmeyeceği için, diyot yalıtkan olacaktır. Ancak burada unutulmaması gereken bir nokta; daha önceki konularda bahsi geçen azınlık akım taşıyıcılarının ters polarma durumunda ortaya çıkan etkisidir. P maddesindeki çok az sayıdaki elektronlar ve N maddesindeki yine çok az sayıdaki oyuklar; diyot içerisinden asıl devre akımına ters yönde ve çok küçük bir değerde akım geçişine neden olur. Bu akıma sızıntı akımı denir. Çoğu kez bu akım ihmal edildiğinden dikkate alınmaz. Bu durum şekilde gösterilmiştir. 3.2.1 KRİSTAL DİYOT KARAKTERİSTİKLERİ Buraya kadar anlatılan bölümde kristal diyotun elde edilmesi, kimyasal yapısı ve elektrik akımına karşı tepkisi incelenmiştir. Bu bölümde diyotun çalışması ve elektriksel karakteristik özellikleri incelenecektir. + Id Anot Katot İletime geçme gerilimi Silisyum diyot = 07V Diyot Sembolü + Vd ( Volt ) - Vd ( Volt ) 4 3 0.7 1 2 2 3 Delinme ( kırılma ) - Id Şekil 3.14 Diyot sembolü ve silisyum diyot karakteristik eğrisi Şekil 3.14’te diyota ait sembol ve karakteristik eğrisi verilmiştir. Diyot sembolünde, bir uca anot ( P tipi madde ); diğer uca ise katot ( N tipi madde ) adı verilmiştir. Bundan sonraki bölümlerde diyot yukarıdaki sembol ile ifade edilecektir. Diyot karakteristik eğrisine dikkat edildiğinde 2 adet eksenin olduğu görülecektir. Yatay eksen voltaj eksenidir. Sağ taraf + Vd ile adlandırılmış olup; diyotun düz polarlandığını ifade eder. Voltaj ekseninin sol tarafı ise – Vd olup diyotun ters polarlandığını ifade eder. Diyot düz kutuplandığında belli bir noktaya kadar diyotun içerisinden akım geçmediği veya ihmal edilebilecek kadar küçük değerde bir akım geçtiği görülür. Ancak 0.7 Volt barajı geçildiğinde ( Bu gerilim silisyum diyot içindir ) diyot iletken olarak devreden yüksek bir akım geçecektir. Bu akım + Id ekseninden görülebilir. Bu yüksek değerdeki akımın geçmesi, diyotun iletken hale gelmesi demektir. Diğer bir deyimle doğru polarmada diyot iletken olur. Ancak tamamen kısa devre olmaz. Bunun nedeni birleşim yüzeyinde oluşan bariyerdir. Bu nedenle diyotun düz polarmadaki iç direnci birkaç Ω ( ohm )’ dur. Diyot ideal düşünüldüğünde bu direnç yok sayılabilir. Ancak uygulamada bahsedilen direnç her zaman geçerlidir. Diyot ters polarize edildiğinde; içerisinden çok küçük değerdeki sızıntı akımı hariç herhangi bir akım geçişi olmayacaktır. Bu durum karakteristik eğrisinin sol tarafında görülmektedir. – Vd diyotun ters polarma altında olduğu gerilimi gösterir. Eğriye dikkat edilecek olursa; belli bir gerilim değerine kadar akım geçişi gözlenmemektedir. Bu durum diyotun daha önce de bahsedildiği gibi en önemli özelliklerinden birisidir. Yani diyot; düz kutuplandığında akımı iletir, ters kutuplandığında ise akımı geçirmez. Tek yönlü akım iletimine izin veren bu yapıdaki elemanlara yarı iletken denmesinin nedeni budur. Ters kutuplamada dikkati çeken bir nokta da delinme gerilimi adı verilen bölgedir. Bu bölge tahmin edileceği gibi diyotun ters polarma altında dayanabileceği sınır gerilim değeridir. Eğer bu gerilim değeri aşılırsa diyot bozulur ( delinir ) ve bir daha çalışmaz. Bu durum, karakteristik eğride akımın ters yönde sonsuza ulaşması şeklinde gösterilmiştir. Her diyotun delinme gerilimi farklıdır. Bu değer çeşitli diyotlarda farklılıklar gösterir. Bu yüzden her diyota ait kırılma gerilimi üretici firmalarca ürün katalogunda belirtilmiştir. Buradan da anlaşılacağı üzere diyotların kullanılabilmesi için bir isminin veya tanıtıcı numarasının olması gerekir. Her diyotun farklı özellikleri bulunmaktadır. Yani voltaj ve içerisinden geçen akım miktarları, diyotların kullanım yerlerine göre seçilmelerini gerektirmektedir. Aşağıda diyotlara ilişkin tanıtım bilgileri tablo halinde verilmiştir. YAPILDIĞI MADDE TİCARİ İSMİ GERMANYUM AX xxx veya OX xxx SİLİSYUM BX xxx veya 1N xxxx Tablo 3.2 Diyot tanıtım bilgileri- 1 Tablo 3.2 incelendiğinde iki maddeden yapılan diyotların alabileceği ticari tanıtım isimler görülmektedir. Buradan anlaşılacağı üzere germanyum diyotlar A veya O ile, silisyum diyotlar ise B veya 1N ile başlamaktadır. İkinci hane ise A, B gibi harflerdir ve diyotun çalışma özelliklerini gösterir. xxx ile gösterilen haneler diyotun üretim no’ları olup her diyota ait bir seri no’su bulunmaktadır. Bu no’lar tüm dünyada aynıdır. Ancak günümüz teknolojisinde daha çok silisyum diyot kullanılmakla beraber 1N xxxx serisi yaygındır. Burada bilinmesi gereken bir nokta vardır. Gelişen teknoloji ile zaman içerisinde germanyumun kullanımını azalırken, silisyumun kullanımı artmıştır. Hatta günümüzde germanyumdan yapılan yarı iletkenlerin kullanımı, yok denecek kadar aza indirgenmiştir. Bunun nedeni silisyumun daha hızlı ve kullanılan akım – gerilim sınırının daha yüksek olmasıdır. TERS YÖNLÜ DİYOT Ge 22,5 15 150 150 OA 79 Ge 45 30 100 90 OA 85 Ge 100 90 150 75 BA 100 Si 60 60 100 200 BAY 32 Si 150 150 250 200 BY 100 Si 1250 800 7500 250 1N 4001 Si 50 30 1000 150 1N 4002 Si 100 50 1000 150 1N 4007 Si 1000 800 1000 150 AKIMI ( -Id ) (μA ) OA 70 ( Id ) ( mA ) 150 DİYOT AKIMI 100 DOĞRU YÖNLÜ 30 ( VOLT ) 45 GERİLİM (-Vd) Ge ZARARSIZ TERS YAPILDIĞI MADDE AA 119 (-Vdm) ( VOLT) DİYOT ADI MAX. TERS GERİLİM Aşağıda çeşitli diyotlara ait veriler görülmektedir. Tablo 3.3 Diyot tanıtım bilgileri – 2 Tablo 3.3’de bazı diyotların tanıtım bilgileri verilmiştir. Görüldüğü gibi her diyotun kendine özgü çalışma gerilim ve akım değerleri bulunmaktadır. Kullanılacak devrenin tip ve amacına göre diyot seçimi yapılmalıdır. Diyota uygulanacak gerilim ve diyot içerisinden geçirilebilecek akımın dikkate alınması gerekmektedir. Bilindiği gibi germanyum diyot, doğru polarmada 0,2 Volt’tan, silisyum diyot ise 0,7 Volt’tan hemen sonra iletime geçmektedir. Doğru polarmada dikkat edilecek nokta diyota uygulanacak gerilim değil, üzerinden geçecek akım değeridir. Dolayısıyla diyotun bağlanacağı yük değeri, diyot üzerinden izin verilen sınırdan fazla akım geçmesine neden olmamalıdır. Aksi takdirde devre çalışmayacağı gibi aşırı akım çekilmesine ve bu da diyotun bozulmasına neden olacaktır. Buraya kadar anlatılan bölümdeki teorik bilgileri örnek diyot devreleri ile pekiştirmek, konunun anlaşılması bakımından yararlı olacaktır. İlk olarak diyot karakteristik eğrisinin çıkarılabilmesi için gerekli devre incelenecektir. 3.2.2 DİYOT KARAKTERİSTİK EĞRİSİNİN ÇIKARILMASI İÇİN GEREKLİ DEVRE Diyot karakteristik eğrisinden de hatırlanacağı üzere diyotun doğru yönlü ve ters yönlü akım grafiğini çıkarabilmek için 1. aşamada diyot düz kutuplanmalı; daha sonra da ters kutuplanmalıdır. 1. DOĞRU KUTUPLAMA Şekil 3.15 Silisyum diyot karakteristik eğrisi çıkarma devresi ( Doğru polarma ) Id (mA) Doğru yönde diyot içerisinden geçen 10 5 1. 1 0. Doğru yönde diyotun iletime geçme gerilimi 0 0,2 0,3 0,4 0.7 Vd ( Volt ) Şekil 3.16 Silisyum diyot karakteristik eğrisi ( Doğru polarma ) Devrenin çalışması : Şekil 3.15’teki devre; bir adet DC gerilim kaynağı, bir adet ayarlı direnç, bir adet diyot,bir adet direnç, iki adet voltmetre ve bir adet ampermetre ile kurulmuştur. Diyota uygulanan gerilim ayarlı direnç yardımıyla 0 V’ tan başlanıp belirli aralıklarla artırılır. Bu aralık çok hassas olduğundan gerilim artışları 0,1 V gibi küçük gerilim aralıkları kullanılır. Gerilim, yavaş yavaş bu yöntemle arttırılırken; kaynak gerilimini veya toplam devre gerilimini gösteren 1. Voltmetre ve diyot üzerindeki voltajı ( Vd ) gösteren 2. Voltmetredeki değerler okunup kaydedilir. Yine diyota seri bağlı ampermetre dikkatle takip edilerek her gerilim artışında diyottan geçen akım ölçülerek kaydedilir. Akım ölçümleri karakteristik eğrinin dikey ekseni olan akım ( Id ) bölümüne; ikinci voltmetreden okunan gerilim değerleri de ( Vd ) yatay eksene kaydedilir. Belirli bir noktaya kadar voltaj yavaşça artırılırken diyotun içerisinden geçen akımın oldukça düşük seyrettiği gözlenir. Ancak silisyum diyotun eşik gerilimi ( 0,7 Volt ) aşıldığında, diyottan geçen akımın birdenbire arttığı görülür. İşte bu nokta diyotun iç direncinin azalarak iletime geçtiği noktadır. Bu noktadan sonra diyot, bir anahtar gibi kapanarak devreden maksimum akım geçmesine izin verir. Bu noktaya kadar yapılan işlemlerin rakamsal değerleri kaydedilerek Şekil 3.16’daki grafik çizilir. Bu noktadan sonra devreden geçen akım devreye bağlı olan yük direncinin değerine bağlıdır. Çünkü kaynak geriliminin sadece 0,7 Voltluk kısmı diyot üzerinde; diğer kısmı ise yük direnci üzerinde düşmektedir. Örneğin kaynak gerilimi arttırılmaya devam edilip 20 Volt’a çıkarılsın. Bu anda yük direnci üzerinde; UR = 20 – 0,7 = 19,3 Volt düşer. Devreden geçen akım da UR / R kadar olur. Buraya kadar anlatılan bölümden anlaşılacağı üzere; diyot doğru yönde polarlandığında ( eşik gerilimi aşıldıktan sonra ) iletken gibi davranır. Daha önce de anlatıldığı gibi diyot ters polarmada ise ( belli bir gerilim değerine kadar ) yalıtkan gibi davranır. Şimdi ters kutuplamadaki diyot karakteristik devre ve grafik eğrisi konusu görülecektir. Pratikte bir diyot hiçbir zaman ideal değildir ve aşağıdaki gibi bir eşdeğer devre ile gösterilir. Id (mA) 10 + Vd - 07 1 Vd ( Volt ) Şekil 3.17 Diyot eşdeğer devresi ve örnek diyot karakteristiği Buradaki Vt gerilimi daha önce de anlatıldığı gibi; diyotun iletime geçmesi için gerekli olan eşik ( threshold ) gerilimidir. Bu gerilim silisyum diyot için 0,6 – 0,7 V, germanyum diyot için ise 0,20,3V’tur. r ortalama direnci genelde bilgi olarak verilen birkaç sayısal değer ile hesaplanabilir. Bu sebeple, hesaplamalar için tüm karakteristiğe ihtiyaç yoktur. Aşağıdaki örnek, konunun anlaşılması için faydalı olacaktır. Şekil 3.17’ de görüldüğü gibi yarıiletken silisyum diyot için Vd=1V, Id=10 mA dir. Karakteristik eğri yükselmeden önce diyotun iletime geçebilmesi için 0,7 Voltluk bir kayma söz konusudur. Buna göre; r ort = Δ Vd / Δ Id = 1 − 0,7 = 30 Ω. bulunur. 10 − 0 Diğer yandan bir diyot devresinde; devreye uygulanan gerilime ve devrenin total direncine göre, diyotun Vt ve r ort değerleri çok küçük kalıyor ise; Bu değerlerden biri veya her ikisi birden ihmal edilebilir. Ancak gerçekte bir diyotun gösterim ve ifadesi aşağıdaki gibidir. Normal diyot Gerçek eşdeğer devre Şekil 3.18 Diyot eşdeğer devresi ve örnek diyot karakteristiği 2. TERS KUTUPLAMA Şekil 3.19 Silisyum diyot karakteristik eğrisi çıkarma devresi ( Ters polarma ) -Vd( Volt ) -Vz -10 -8 0 Şekil 3.20 Silisyum diyot karakteristik eğrisi (Ters polarma ) Şekil 3.19’daki devre incelendiğinde doğru polarma devresi ile aynı bağlantı olduğu görülür. Buradaki tek değişiklik diyotun yönüdür. Diyotun katodu anoda nazaran daha fazla pozitif olduğundan, daha önce de ayrıntılı olarak anlatıldığı gibi diyot ters kutuplanmıştır. Dolayısıyla kaynak gerilimi delinme gerilimine kadar arttırıldığında diyot yalıtkan olacağından devreden herhangi bir akım geçişi olmayacaktır. Ancak P tipi ve N tipi maddelerin içerisinde çok az denebilecek seviyedeki azınlık akım taşıyıcıları, sızıntı akımına neden olacaktır. Bu nedenle ihmal edilebilecek bir akım geçişi delinme ( zener ) gerilimi noktasına kadar görülür. Bu durum Şekil 3.20’deki karakteristik eğride görülmektedir. Şekildeki grafiğin elde edilebilmesi için doğru polarma devresindeki işlemlerin benzeri uygulanır. Burada dikkat edilecek nokta Vz zener gerilimi geçildiğinde diyotun özelliğini yitirip bozulmasıdır. Devre kurulup çalıştırıldığında bu ayrıntıya dikkat edilmelidir. Diyotun tek yönlü akım iletme özelliği, elektronik devrelerde büyük bir gelişime neden olmuştur. Diyot; özellikle doğrultucu devrelerde, anahtarlama devrelerinde kullanılmaktadır. Bu devreler daha sonraki bölümlerde ayrıntılı olarak görülecektir. Ancak voltaj doğrultucu devrelerin yanı sıra, elektronik devrelerin düzgün ve istikrarlı çalışmalarını sağlayan voltaj regülatörünün anlaşılması için zener diyot adı verilen elemanın öğrenilmesi gerekmektedir. Şimdi voltaj regülatörü ( düzenleyici ) özelliği bulunan zener diyot incelenecektir. 3.2.3 ZENER DİYOT Hatırlanacağı gibi, diyotun ters polarması anlatılırken ters polarma voltajının belirli bir değerinin olduğu anlatılmıştı. Ters polarmada çalışan diyot, ( Vz ) zener gerilim değerine kadar içerisinden bir akım geçirmez. Bu noktaya kadar diyot üzerine uygulanan gerilim değeri ne olursa olsun içerisinden geçen akım ( çok düşük olmak kaydıyla ) miktarı değişmez. İşte diyotların bu özelliklerinden faydalanılarak geliştirilen zener diyot; belirli bir gerilim değerine kadar voltaj regülasyonu yapma özelliğini taşır. Şekil 3.21 a ve b’ de zener diyotun en sık kullanılan sembolleri Şekil 3.21.c’de ise eşdeğer devresi gösterilmiştir. Vz Anot Anot Katot (a) rd Katot (b) (c) Şekil 3.21 En sık kullanılan zener diyot sembolleri -Vd( Volt ) -VR -VZ 0 Zener diyot akımı minimum sınırı A B Zener diyot akımı maksimum sınırı Regülasyon bölgesi Akım -Id Şekil 3.22 Zener diyot karakteristik eğrisi Şekil 3.22’deki zener diyota ilişkin karakteristik eğri dikkatle incelenirse; normal diyotun ters polarmadaki karakteristiğine çok benzediği görülecektir. Zener diyot devreye ters bağlanır ve A – B bölgeleri arasında kalan regülasyon bölgesinde kullanılır. A bölgesindeki voltaj değeri; o diyota ait normal çalışma gerilimidir. Bu anda zenere uygulanan gerilimde; VR değerine kadar olan değişim, zenerden geçen akımda büyük bir değişim meydana getirir. Bu akımın değişim miktarına oranla voltajda çok büyük değişim meydana gelmez. Aradaki gerilim farkının akımda yaptığı bu etki, zenerin iç direncinin bu bölgede büyük değişim göstermesi anlamına gelir. Zenerin iç direncini ayarlaya- bilmesi özelliği üzerindeki voltajı sabit tutmasına neden olur. bu da; belli sınırlarda voltaj regülasyonu ( düzenleyici – sabitleyici ) yapma olanağı sağlar. Bu sınır, her zener diyot için farklı voltaj ve farklı % gerilim regülasyonu anlamına gelir. % gerilim regülasyonu, o zenerin % kaç gerilim regülasyonu yapabileceğini gösterir. Örneğin VZ = 10 V., % 5 etiketli bir zener diyotun VR yani maksimum regülasyon voltaj değeri 10 x 0.05 + VZ = 10,5 Volt şeklinde hesaplanır. Bu da zener diyotun üzerine uygulanan gerilim 10,5 Volta kadar çıkarılsa dahi; zenerin üzerindeki voltajın Vz =10 V. olarak sabit kalacağı anlamına gelir. Bu gerilim toleransı, daha önce de anlatıldığı gibi zener diyotun iç direncinin değişmesiyle içerisinden geçen akımın o oranda artması veya azalmasıyla sağlanır. Zener diyota ilişkin daha detaylı bilgiler, regülatörler konusunda çözümlü örnek devreler üzerinden anlatılacaktır. BÖLÜM IV YARIİLETKEN GÜÇ KAYNAKLARI 4.1 GİRİŞ Bütün elektronik devrelerin çalışabilmesi için bir güç kaynağına ihtiyacı vardır. Elektronik devrelerde besleme gerilimi olarak DC gerilim kullanılmaktadır. Ancak, şehir elektrik şebekesinden gelen ve prizlerden elde edilen genellikle 220 VAC, 50 Hz değerinde bir gerilimdir. Bu gerilim değeri, elektronik devreler için hem yüksek hem de sinyal şekli değişken olup kullanılma bir gerilim değeridir. Bu gerilimi elektronik devrelere uygulayabilmek için, öncelikle gerilimi bir gerilim düşürücü transformotor yardımıyla kullanılacak seviyeye düşürmek, daha sonra da AC sinyali DC gerilime çevirmek gerekmektedir. Bu işlemleri gerçekleştiren devrelere DC güç kaynağı adı verilir. Herhangi bir güç kaynağının sağladığı güç, kullanıldığı devrenin yük ihtiyacını karşılamalıdır. Eğer yük kaynaktan daha güçlü ise; kaynağın o yükü çalıştırması mümkün değildir. 4.1.1 YARI İLETKEN GÜÇ KAYNAĞI PRENSİPLERİ AC İNPUT Transformotor Doğrultmaç Filtre Voltaj Regülatörü Voltaj Bölücü DC OUTPUT Şekil 4.1 DC Güç kaynağı blok diyagramı Şekil 4.1’de bir DC güç kaynağının blok diyagramı verilmiştir. Güç kaynağının çalışma prensibini öğrenebilmek için blok diyagram yapısını iyice kavramak gerekir. AC Input ( AC giriş ) gerilimi şehir şebekesi voltajı 220 VAC 50 Hz.’dir. Bu gerilim düşürücü transformotorun girişine uygulanır. Transformotorun primer ile sekonder sargısı arasındaki orana göre, sekonder sargıdan bir gerilim alınır. Örneğin bu oran 18 : 1 ise 220 : 18 ≅ 12 VAC olur. Bu gerilim doğrultmaca uygulanır. Doğrultmaca uygulanan AC gerilim burada tek yönlü gerilime çevrilir. Doğrultmaçta kullanılan diyotların özelliğinden dolayı, girişteki iki alternansa karşılık tek alternansın çıkışına izin verilir. Doğrultmacın amacı adından da anlaşılacağı üzere AC sinyali DC sinyale çevirmektir. Doğrultmaç katında kullanılan çeşitli doğrultmaç tipleri vardır. Bunlar; yarım dalga, tam dalga, köprü tipi doğrultmaç olmak üzere üçe ayrılır. Bu üç doğrultmaç tipi konu bitiminde ayrıntılı olarak incelenecektir. Doğrultmaç çıkışındaki sinyal, DC genliği devamlı değişen palsler halindedir. Bu sinyale palsli veya dalgalı ( ripple ) DC sinyal denir. Böyle bir DC sinyal, hiçbir elektronik cihaza uygulanamaz. Çünkü dalga içeren DC gerilim bu cihazlara zarar verebilir. Bu yüzden DC gerilim üzerendeki bu dalgalanmaların ( ripple ) en aza indirgenmesi veya sıfırlanması gerekmektedir. Bu işlem filtre devrelerinde gerçekleştirilir. İyi bir filtre devresi çıkışındaki gerilim tam DC görünümündedir. Yani dalgalanma sıfıra indirgenir. Güç kaynağına bağlanacak çeşitli yüklerde, çekilecek akıma karşılık güç kaynağı çıkışındaki voltajın sabit kalabilmesi için filtre devresinin çıkışı voltaj regülatörüne bağlanmalıdır. Voltaj regülatörü, bu kat çıkışındaki DC sinyal seviyesini, yük veya yüklerden çekilecek akım değişimlerinden veya giriş gerilimindeki voltaj değişimlerinden dolayı oluşacak seviye farklarını tolere ederek çıkış geriliminin sabit kalmasını sağlar. Son kat olan voltaj bölücü kademesi ise; voltaj regülatörü çıkışında elde edilen sabit DC gerilimin ihtiyaç duyulan gerilim seviyelerine bölünmesi için kullanılır. Yaygın olarak voltaj bölücü; yükselteçlerin veya sinyal üreticilerin çalışması için gerekli olan çeşitli değerlerdeki kaynak gerilimlerinin sağlanması için kullanılır. Bu aşamadan sonra doğrultmaç tipleri tek tek incelenecektir. Ancak doğrultmaçlar konusu işlenmeden önce AC sinyal bilgilerinin tekrarlanmasında fayda görülmektedir. Hatırlanacağı gibi AC sinyal; pozitif ve negatif olmak üzere iki alternanstan oluşan ve bir periyot süren sürekli bir dalga şeklidir. +V +V peak + _ -V peak -V Şekil 4.2 AC sinyalin gösterimi t (sn ) Şekil 4.2’de görüldüğü gibi alternatif akım, genlikleri eşit ancak yönleri farklı iki alternanstan oluşmuştur. 0 çizgisinin üstünde kalan bölgeye + alternans; altında kalan bölgeye de – alternans denir. İki alternansın toplamına ise periyot denir. Bu gerilimin zamana göre değişim hızına hatırlanacağı üzere frekans ( 1 sn.deki periyot sayısı ) denir. Herhangi bir AC gerilim tüm olarak aşağıdaki matematiksel denklemle ifade edilir. V ( t ) = V peak . Sin ω t veya V ( t ) = V peak . Sin 2πft Bu denklem akım için yazıldığında aşağıdaki gibi ifade edilir. I ( t ) = I peak . Sin ω t veya I ( t ) = I peak . Sin 2πft Bu denklemler AC gerilim veya akımın ani değer ifadesidir. Ancak voltmetrede okunan değer, AC genliğin DC eşdeğeri olan efektif veya rms değeridir. Bu eşitlik matematiksel olarak aşağıdaki gibi ifade edilir. Veff = Vetkin = Vrms = Vpeak . 0,707 Bir voltmetreyi, uygun ölçme kademesine alıp, şehir şebekesinin değerini ölçtüğümüzde 220 Volt değerini görürüz. Bu gerilimin tepe ( peak ) değeri ise aşağıdaki gibi hesaplanır. V peak = 220 . 0,707 = 311,18 Volt. Eğer tepeden tepeye ( peak to peak ) gerilim değeri istenmiş olsaydı çözüm aşağıdaki gibi hesaplanırdı. V peak to peak = 220 . 0,707 .2 = 622,36 Volt. Bu hatırlatma bilgilerinden sonra yarım dalga doğrultmacın incelenmesine geçilecektir. 4.1.2 YARIM DALGA DOĞRULTMAÇ ( HALF WAVE RECTIFIER ) Şekil 4.3’te yarım dalga doğrultmaç şeması görülmektedir. Bu bölümden itibaren elektronik elemanlarının kullanıldığı devrelerin analizleri konusu ağırlık kazanacaktır. Bu nedenle, devrenin çalışma prensibini çok iyi kavramak gerekir. Transformotorun primerine uygulanan şehir şebekesi gerilimi, sekonder sargısında istenilen voltaj değerine indirgenir. Bu AC gerilim değeri aynı zamanda yaklaşık olarak DC çıkış gerilimine eşittir. + DC ÇIKIŞ _ Primer sargı Sekonder sargı Şekil 4.3 Yarım dalga doğrultmaç devre şeması Transformotorun primerine uygulanan AC gerilim, bu sargı üzerinde bir manyetik alan oluşturur. Bu manyetik alan; sekonder sargının sarım sayısına göre bir gerilim indüklenmesine neden olur. Sekonderden elde edilecek AC gerilim değeri sekonder sarım sayısı ile doğru orantılıdır. Yükün kullanacağı DC gerilim değeri belirli olduğundan, sekonderden elde edilecek AC gerilim bu değere göre seçilir. Şekildeki transformotor özel bir tasarım ürünü olduğundan primer ile sekonder arasında faz değişimi yoktur. Normal şartlarda bir transformotorun primer ile sekonderi arasında 180° faz farkı vardır. Şekildeki devrede kullanılan transformotorun primer ve sekonderinin üst noktaları + ile belirtilmiştir. Bunun anlamı; primerin üst ucundaki alternans ile sekonderin üst ucundaki alternansın yönleri aynı olmasıdır. Buna göre; ilk anda sekonderin üst ucunda ( + ) alternans olduğunu kabul edelim. Bu durumda sekonderin alt ucunda otomatikman ( - ) alternans bulunacaktır. Buna göre diyotun anodu, katoduna nazaran daha fazla pozitif olacağından; diyot iletken durumuna geçecektir. Yani RL üzerinde girişin (+) alternansı olduğu gibi görülür. RL’ nin üst ucu ( + ), alt ucu ise sıfır pozisyonundadır. Alternans değişiminde ise sekonderin üst uc ( - ), alt ucu ise ( + ) olacaktır. Bu durumda diyotun anodu, katoduna nazaran daha fazla negatif olacağından; diyot yalıtıma geçecektir. Yani bu pozisyonda diyotun içerisinden hiçbir akım geçişi olmaz. Dolayısıyla RL üzerindeki gerilim düşümü sıfır seviyededir. Bu olaylar alternans değişimlerinde periyodik olarak devam eder. Bir periyotluk bölüm incelenmesinin sonucu; devreye uygulanan alternatif akımın bir periyodundan sadece tek alternansın çıkışa yansıdığı görülür. Diğer alternansın geçişi diyot tarafından engellenecek- tir. Çıkışta ise tek yönlü bir gerilim elde edilir. Bu gerilime dalgalı DC gerilim adı verilir. Doğrultma işlemi tek alternansta gerçekleştirildiği için devreye de Yarım Dalga Doğrultmaç adı verilir. Buraya kadar anlatılan işlemlerin şekillerle ifadesi konuyu pekiştirecektir. +V t Transformotor Giriş gerilimi ( Primer ) t Transformotor Çıkış gerilimi ( Sekonder ) -V +V -V +V + + t Doğrultmaç Çıkış gerilimi ( RL ) -V Şekil 4.4 Yarım dalga doğrultucu Giriş – Çıkış ( İnput Output ) sinyal şekilleri Şekil 4.4.’ teki sinyal şekilleri dikkatlice incelendiğinde transformotorun primerine uygulanan AC gerilimin, sekonder çıkışında genlik olarak azaldığı görülecektir. Bu noktada; transformotorun gerilim düşürücü olduğu anlaşılmalıdır. Sekonderden elde edilen düşük genlikli AC gerilim yarım dalga doğrultmaca uygulanıp çıkıştan sadece pozitif alternanslar alınmaktadır. Burada dikkat edilmesi gereken diğer bir nokta, diyotun bağlanma yönüdür. Referans olarak alınan sekonderin üst noktasına diyotun katodu bağlanmış olsaydı; çıkıştan alınacak gerilimin yönü tam ters olacaktı. Yani DC çıkış ( yük direncinin ) üst noktası ( - ) alternans olacaktı. Burada, diyotun bağlantı şekli kadar; çıkış geriliminin referans alınma noktası da önemlidir. Konunun daha iyi anlaşılması amacıyla diyotun, pozitif ve negatif alternanslardaki davranışını ayrı ayrı incelemek faydalı olacaktır. D D I Şekil 4.5.a Girişin ( + ) alternansında Şekil 4.5.b Girişin ( - ) alternansında Diyotun durumu Diyotun durumu Şekil 4.5. a ve b ‘de girişe uygulanan alternatif akımın değişen alternanslarına göre diyotun yarı iletken özelliği devreye girmektedir. Yani diyotun anodu, katoduna göre ( eşik geriliminden daha fazla bir gerilim kadar ) pozitif olduğunda diyot iletime geçer. Diğer bir deyimle iletken olur. ( Şekil 4.5.a ). Aksi takdirde diyottan herhangi bir akım geçişi olmaz. Bu durumda diyot yalıtkan olur. ( Şekil 4.5.b ). Bilindiği gibi yarım dalga doğrultmacın çıkışından alınan gerilim dalgalı DC’ dir. Bu tip gerilim veya sinyal şekli, elektronik devrelerin sağlıklı olarak çalışması için uygun değildir. Yarım dalga doğrultmacın çıkış gerilimi ortalama bir gerilimdir ve aşağıdaki gibi ifade edilir. VDC = VORT = 0,318 . VPeak DC’ ye daha yakın bir gerilim istendiği takdirde RL uçlarına filtre edici özelliği bulunan bir devre elemanı ( kondansatör ) takılması gerekir. + C VDC OUT +V Filtresiz DC Çıkış +V + + Filtreli DC Çıkış t=RL.C Şekil 4.6 Yarım Dalga Doğrultmaç çıkışına kondansatörün bağlanması ve sinyal değişimi. Şekil 4.6’da görüldüğü gibi yarım dalga doğrultmacın çıkışına bir elektrolitik kondansatör bağlandığında; çıkış geriliminin sinyal şekli ve genliği değişmektedir. Bu değişimin nedenini anlayabilmek için kondansatörün çalışma prensibini bilmek gerekir. Elektrik Bilgisi dersinden veya daha önce işle-nen konulardan da hatırlanacağı üzere; kondansatör tek yönlü gerilime karşı depolama özelliği gösterir. Devredeki kondansatöre dikkat edilecek olursa; devre çıkışındaki RL yük direncine paralel bağlandığı görülecektir. Çıkıştaki Pozitif alternans başlangıcı anında ( kondansatör boş iken ) sinyalin yükselmesiyle, kondansatör de şarj olmaya başlar. Bu şarj, sinyalin max. (V peak ) noktasına kadar devam eder. Daha sonra giriş gerilimi doğal periyodundan dolayı kondansatör şarj geriliminden daha düşük seviyeye düşer. Bu istenmeyen durum, kondansatör üzerindeki şarjlı gerilim yardımıyla geçici bir süre için ortadan kalkar. Kondansatör bu noktada üzerindeki gerilimi deşarj etmeye başlar. Bu anda devrede sadece paralel R – C devresi kalır. Kondansatör yük direnci üzerinden deşarj olur. Bu süre Şekil 4.6’ da da görüldüğü gibi t = RL .C kadardır. Kondansatörün değeri ne kadar yüksek olursa deşarj süresi o oranda artar. Bu da devre çıkış geriliminin daha fazla DC’ ye yakın olmasını sağlar. Çıkış geriliminin olabildiğince ripple’sız ( dalgasız ) olması doğrultmaçlarda en çok aranan özelliktir. Yarım dalga doğrultmacın çıkışına her ne kadar büyük değerli filtre konulsa dahi gerçek DC gerilim elde edilemez. Çünkü sadece tek alternansta doğrultma işlemi yapılır. Diğer alternansın seviyesi kondansatörle yükseltilmeye çalışılması yeterli değildir. Bu işlem Tam Dalga Doğrultmaç ile yapıldığında çıkış gerilimi, DC’ ye daha yakın olur. Şimdi bu devre incelenecektir. 4.1.3 TAM DALGA DOĞRULTMAÇ ( FULL WAVE RECTIFIER ) I1 VDC OUT I2 Şekil 4.7 Tam Dalga Doğrultmaç devre şeması Şekil 4.7’ de tam dalga doğrultmaç devresi görülmektedir. Öncelikle bu devrenin, yarım dalga doğrultmaç ile farklarını gözden geçirmek gerekir. İlk olarak bu devrede; orta uçlu transformotorun kullanıldığı ve tek diyot yerine iki diyotun kullanıldığı dikkati çekmektedir. Orta uçlu transformotorun üç çıkış ucu vardır. Üst uçla orta uç arası, birinci AC kaynağı; alt uçla yine orta uç arası da ikinci AC kaynağı ifade etmektedir. Yani orta uç, ortak ( common ) olarak kullanılmaktadır. Bilindiği gibi transformotorun sekonder sargısının üst ve alt uçları arasında 180° faz farkı bulunmaktadır. Üst uçta pozitif alternans olduğu anda, alt uçta negatif alternans bulunmaktadır. Orta uç potansiyel olarak 0 Volttur. İlk anda sekonderin üst ucunun pozitif olduğunu var sayalım. Bu durumda alt uç negatif olacaktır. Dolayısıyla D2 diyodu tıkama yönünde polarize olur. Yani D2 diyodu yalıtımda olup, üzerinden akım geçmez. Ancak bu alternans süresince D1 diyodunun anodu, katoduna nazaran daha pozitiftir. Dolayısıyla D1 diyodu bu anda iletken olur. Devreden geçen I1 akımı RL ve D1 üzerinden geçerek tekrar transformotorun 1. sargısına ulaşır. Bu anda RL üzerinde, üst uç ( + ) olacak şekilde bir gerilim düşümü olur. Bu gerilim düşümü çıkışta tek yönlü bir gerilimin elde edilmesini sağlar. Alternans değiştiğinde sekonder sargısının üst ucu ( - ), alt ucu ise ( + ) olur. Bu anda bir önceki durumun tam tersi gerçekleşir. Yani D2 iletime geçerken, D1 yalıtkan olur. Bu anda devreden I2 akımı akar. I2 akımının yönü de I1 akımı yönünde olur. RL üzerindeki gerilim düşümü yönü; bir önceki alternanstaki gibi üst uç ( + ) olacak şekildedir. Dolayısıyla giriş geriliminin her alternansında devreden çıkış almak mümkün olmaktadır. Alternans değişimi her ne olursa olsun, devredeki diyotlardan birisi iletime geçeceğinden çıkış gerilim seviyesi, yarım dalga doğrultmaç çıkışına oranla 2 katı genlikte olmakla birlikte; çıkış gerilimi DC’ ye daha yatkın olacaktır. Bu teorik bilgiler aşağıdaki sinyal şekilleriyle desteklendiğinde konunun anlaşılması daha kolay olacaktır. +V t Transformotor Giriş gerilimi ( Primer ) t Transformotor Çıkış gerilimi ( Sekonder ) -V +V -V Üst uç Alt uç +V + D1 + + + D2 D1 D2 t Doğrultmaç Çıkış gerilimi ( RL ) -V Şekil 4.8 Tam Dalga Doğrultmaç devresine ait giriş – çıkış sinyalleri. Şekil 4.8’deki sinyal şekiller incelendiğinde tam dalga doğrultmaç devresi çıkışında, giriş sinyalinin her alternansı için çıkış geriliminin alındığı görülecektir. Tam dalga doğrultmacın çıkış sinyali ile yarım dalga doğrultmacın çıkış sinyali kıyaslandığında; yarım dalgadaki tek alternanslık çıkışın yarattığı dezavantajın, tam dalga doğrultmaçta giderildiği sonucuna varılmaktadır. Hatırlanacağı gibi, yarım dalga doğrultmaç devresinin çıkış sinyal seviyesini DC’ ye daha yaklaştırmak amacıyla, devre çıkışına bir kondansatör bağlanmıştı. Aynı filtre sistemini tam dalga doğrultmaç çıkışına da uygulamak mümkündür. Elde edilecek yeni devre şekli ve sinyal şekilleri Şekil 4.9’ da gösterilmiştir. I1 C VDC OUT I2 +V Filtresiz DC Çıkış +V Filtreli DC Çıkış t=RL.C Şekil 4.9 Tam Dalga Doğrultmaç çıkışına kondansatörün bağlanması ve sinyal değişimi. Devre çıkışına filtre elemanı ( kondansatör ) bağlandıktan sonra çıkış sinyalinde meydana gelen değişim Şekil 4.9’ da görülmektedir. Tam dalga doğrultmacın çıkış sinyali; DC’ ye daha yakın olduğundan elektronik devrelerde kullanmak için yarım dalga doğrultmaca oranla daha kullanışlıdır. Buraya kadar incelenen doğrultmaç devrelerinin dışında, Köprü Tip Doğrultmaç adı verilen bir doğrultmaç çeşidi daha vardır. Köprü tip doğrultmacın çıkış sinyali ile tam dalga doğrultmacın çıkış sinyali biçim olarak aynı olmasına karşın, akım kapasiteleri farklıdır. Köprü tip doğrultmacın diğer bir farkı ise; orta uçlu transformotor kullanılmasına gerek olmayışıdır. 4.1.4 KÖPRÜ TİPİ DOĞRULTMAÇ ( FULL WAVE BRIDGE RECTIFIER ) + I1 D4 D1 D3 D2 + - DC OUT I2 - Şekil 4.10 Köprü tipi doğrultmaç devre şeması. Şeki1 4.10’ da köprü tipi doğrultmaç devresi görülmektedir. Bu doğrultmaç, tam dalgada olduğu gibi girişin hem pozitif hem de negatif alternanslarında çıkış verir. Dolayısıyla sinyal çıkış şekli tam dalga doğrultmaç ile aynıdır. Bu yüzden sinyal şekilleri tekrar verilmeyecektir. Daha önce de belirtildiği gibi köprü tip doğrultmacın,tam dalga doğrultmaca göre avantajları: 1- Akım kapasitesinin daha yüksek olması, 2- Orta uçlu transformotor yerine tek sargılı sekonder kullanmasıdır. Devrenin çalışma prensibi ise, tam dalga doğrultmaca benzerdir. İlk anda sekonderin üst ucuna ( + ) alternansın geldiğini kabul edelim. Bu durumda D1 ve D3 iletken, D2 ve D4 ise yalıtkan olacaktır. Bu alternansta akım ( I1 ), D3 - RL – D1 elemanlarından geçerek devresini tamamlar. Bu akım RL üzerinde üst uç ( + ) olacak biçimde DC gerilim düşümüne neden olur. Alternans değişiminde faz 180° döneceğinden sekonderin üst ucu ( - ), alt ucu ise ( + ) olacaktır. Bu durumda D4-D2 diyotları iletimde, D3–D1 diyotları ise yalıtımda olacaktır. Bu anda akım ( I2 ), D4 – RL - D2 üzerinden devresini tamamlar. Bu akım RL üzerinde bir önceki akım yönünde gerilim düşümüne neden olur. Dolayısıyla girişteki her alternansa karşılık çıkıştan tam dalga DC çıkış sağlanır. Çıkışa konulan kondansatör daha önce de anlatıldığı gibi filtre işlemi yapar. Çıkış geriliminin DC’ ye daha yakın olmasını sağlar. Buraya kadar işlenen konularda doğrultmaç prensipleri verilmiştir. AC gerilimi DC gerilime çeviren bu devreler, bütün elektronik devrelerinin beslemesinde kullanıldığı için çok önemlidir. Hatırlanacağı üzere doğrultucu çıkışındaki ripple’ları filtre etmek amacıyla kondansatör kullanılmaktadır. Ancak tek başına bir kondansatör iyi bir filtre işlemi gerçekleştiremez. Filtre işlemi için çeşitli devreler tasarlanmıştır. Bu bölümde filtre devreleri ayrıntılı olarak incelenecektir. 4.2 FİLTRE DEVRELERİ Doğrultmaçlar konusu verilirken filtre elemanı olarak kullanılan kondansatörün, devre çıkışı üzerindeki etkisi ve önemi şekillerle ifade edilmişti. Bu filtre türü pratikte çok sık uygulanmasına rağmen gerçekte yeterli kalmamaktadır. Ancak büyük sistem, cihaz ve elektronik devrelerin besleme katlarında iyi bir filtre sisteminin kullanılması gerekmektedir. Bu bağlamda incelenmesi gereken başlıca iki tip filtre vardır. Diğer filtreler bu iki filtrenin türevidir. 4.2.1 L TİPİ FİLTRE DEVRESİ + + Şekil 4.11 L tipi filtre devresi Şekil 4.11’de doğrultmaç çıkışına uygulanabilecek bir filtre devresi görülmektedir. Devre adını, bobin ve kondansatör elemanlarının birbiriyle bağlantı şekillerinin L harfine benzemesinden dolayı almıştır. Devrenin çalışma prensibinin özü, bobin ve kondansatörün AC ve DC’ ye verdikleri tepkidir. Bu prensipten ve eski bilgilerden faydalanarak devrenin çalışma prensibini anlamak çok daha kolay olacaktır. Devrenin yapısına dikkat edilecek olursa, doğrultmaç çıkışı filtrenin girişine bağlanacak şekilde tasarlım yapılmıştır. Bilindiği gibi doğrultmaç çıkışında elde edilen DC gerilim tam düz olmayıp dalgalanmalar göstermektedir. Bu dalgalanmalar devre çıkışına bağlanacak yükün iyi ve verimli çalışmasını engeller. Hatta yükün zarar görmesine de neden olabilir. Devrenin girişinde bulunan L bobini DC seviyenin üzerendeki dalgalanmayı AC olarak algılar. Bilindiği gibi bobin AC’ ye zorluk göstermektedir. Bu nedenle bobin DC üzerindeki ripple seviyesine şarj olur ve bu enerjiyi depolar. Aynı zamanda dalgalanmanın çıkışa aktarılmasını engeller. Dolayısıyla bobinin çıkışında sadece DC seviye görülür. Bobin prensip olarak DC’ yi geçirip AC’ ye zorluk gösterdiğinden bobin çıkışında düz DC’ ye yakın bir enerji görülür. Çıkıştaki kondansatör ise AC’ yi geçirip DC’ ye zorluk gösteren bir devre elemanıdır. Yüke paralel bağlandığı için DC seviye üzerinde kalan çok küçük bir AC enerjinin şaseye akmasını sağlar. Kendi üzerindeki DC’ nin maksimum seviyesine şarj olur. Çıkıştaki RL bilindiği gibi yükü temsil eder. Yükten çekilen akım miktarına göre devre yükü beslemiş olur. +V Filtresiz DC Çıkış +V Basit Filtreli DC Çıkış ( Tek kondansatörlü ) t=RL.C +V Tam Filtreli DC Çıkış ( L Tipi ) Şekil 4.12 L tipi filtre giriş – çıkış sinyalleri 4.2.2 π TİPİ FİLTRE DEVRESİ Şekil 4.13 π tipi filtre devresi Şekil 4.13’te π tipi filtre devresi görülmektedir. Devrenin çalışma prensibi L tipi filtreyle aynıdır. Fark olarak bu devrenin girişinde bir kondansatör daha konulmuştur. Dolayısıyla daha iyi bir filtreleme işlemi gerçekleştirilir. Prensip olarak L tipi filtreden farklı olmadığı için çalışması kısaca anlatılacaktır. Girişteki C1 kondansatörü ile çıkıştaki C2 kondansatörü daha önce de anlatıldığı gibi DC seviyenin üzerindeki AC salınımları şaseye aktarır. L1 bobini ise bu salınımların geçmesine izin vermeyerek bu enerjiyi depolar. Dolayısıyla çıkışta L tipi filtrede olduğu gibi DC’ ye yakın bir gerilim alınır. Çıkış sinyal şekli, L tipi filtre devresiyle aynı olduğundan bu çizim tekrarlanmamıştır. 4.3 DİYOT DEVRELERİ Bu bölümde diyotların doğrultmaçlar dışında, hangi devrelerde etkin olarak kullanıldığı anlatılacaktır. Bu devrelerin genel adı gerilim değiştirici veya gerilim şekillendiricidir. Elektronik devre tasarım ve uygulamalarında gerilim limitleyici ( kırpıcı ), gerilim çoğaltıcı gibi devreler, genellikle diyotlarla gerçekleştirilir. Bu devrelerin incelenmesi, diyotların çalışma prensibini kavramak açısından çok yararlı olacaktır. Bu bağlamda ilk olarak gerilim limitleyici (kırpıcı) konusu, örnekli olarak verilecektir. 4.3.1 GERİLİM LİMİTLEYİCİ DEVRELERİ Gerilim limitleyici devre denince, akla girişe uygulanan AC veya DC gerilimin kırpılması veya gerilim seviyesinin azaltılması gelmelidir. Örnek olarak aşağıdaki devrenin çalışması incelendiğinde konunun anlaşılması daha verimli olacaktır. D1 Si 10Vpeak AC Sinyal Girişi D2 Si Çıkış + 5V 2V - + Şekil 4.14 Gerilim limitleyici devresi. Şekildeki devrenin çıkış sinyalinin nasıl bulunacağı örneklenerek anlatılacaktır. Öncelikle devrede kullanılan elemanların özelliklerini bilmek gerekir. Bilindiği gibi Si. Diyot 0.7 Volttan sonra iletime geçer. D1 diyodunun katoduna + 5 VDC gerilim, D2 diyodunun anoduna ise – 2 VDC gerilim uygulanmıştır. Yani her iki diyot ta tıkama yönünde polarize olmuştur. Bu diyotların iletime geçmeleri devrenin çıkış gerilimini değiştirecektir. ( Eğer diyotlardan her ikisi de, hiçbir zaman iletime geçmezse çıkış gerilimi 30 Vpp AC olacaktır. Ancak devrenin çalışması incelendiğinde böyle olmadığı görülecektir. AC kaynağın üst ucunun ( + ), alt ucunun ise ( - ) olduğunu varsayalım. Bu durumda D2 diyodunun anodu sabit -2 Volt, katodu ise ( değişken ) tepe gerilimi + 10 Vp. olan gerilimle polarize olduğundan iletime geçme olasılığı yoktur. Dolayısıyla bu alternansta, bu koldan hiç akım geçmeyecektir. D1 diyodunun olduğu diğer koldaki durum ise biraz daha farklıdır. D1 diyodunun katodunda sabit + 5 VDC gerilim, anodunda ise ( değişken ) tepe gerilimi + 10 Vp. olan bir gerilim mevcuttur. Diyodun iletime geçmesi için anodun, katoda göre daha fazla pozitif olması gerektiğini biliyoruz. Girişin + alternansı 0’ dan başlayıp zaman içinde sinüssel değiştiğine göre 5 Voltluk sabit kaynağın değerine ulaşıncaya kadar diyot yalıtımda kalacaktır. 0.7 Voltluk eşik gerilimi de bu değere eklenirse D1 diyodu 5.7 Volta kadar iletime geçmez. Bu ana kadar çıkış girişi geriliminin aynısıdır. Çünkü her iki kol da açık devre gibidir. Ancak değişken giriş gerilimi 5.7 Voltu geçtiği anda D1 diyodu iletime geçer. Bu andan sonra çıkışta +5 Voltluk DC gerilim gözlenir. Çünkü giriş gerilimi D1 üzerinden kısa devre olur ve çıkışa yansımaz. Değişken giriş gerilimi doğal periyodu nedeniyle + 5.7 Volttan aşağı tekrar düştüğünde; D1 diyodu tekrar yalıtkan olur. Çıkış yine değişken giriş gerilimini takıp eder. Alternans değişiminde üst uç ( - ), alt uç ise ( + ) olacaktır. Bu durumda D1’in bulunduğu kol tamamen yalıtkan olacaktır. Anoduna değişken kaynağın ( – ) alternansı, katoduna ise sabit + 5VDC gerilim geldiğinden tıkama yönünde kutuplanır. Dolayısıyla D1’in iletime geçme olasılığı ortadan kalkmıştır. Diğer kolda ise alternans değişikliğinden dolayı durum da değişmiştir. D2 diyodunun anodunda sabit –2 Volt, katodunda ise ( değişken ) tepe gerilim – 10 Vp. olan bir gerilim vardır. Biraz önce yapılan basit matematiksel hesabı bu kola da uygularsak; D2 diyodunun girişin 2 + 0,7 = 2,7 Volttan sonra iletime geçeceğini bulabiliriz. Çünkü bu gerilim değerinden sonra D2’nin katodu anoduna göre daha fazla negatif olacağından iletime geçecektir. Bu andan sonra çıkışta sabit – 2 Volt DC görülecektir. Ancak giriş geriliminin değişiminden dolayı gerilim değeri 2.7 Volttan daha az negatif değere ulaştığında D2 tekrar yalıtkan olacağından, çıkış yine girişi takip edecektir. Bu anlatımların şekilsel gösterimi Şekil .4.15’te verilmiştir. Şekil dikkatle incelendiğinde girişe uygulanan AC gerilimin, diyotlar yardımıyla limitlendiği görülür. Zaten devre adını bu limitleme ( kırpma ) dolayısıyla almıştır. Eğer devredeki diyotlar ideal olarak kabul edilseydi; eşik gerilimi 0 Volt olarak alınacaktı. O zaman diyodun iletime geçmesi için sadece doğru polarma verilmesi yetecekti. 0.7 Voltluk eşik gerilimi dikkate alınmamış olacaktı. Pratikte çoğu kez eğer devre gerilimi yüksek ise eşik gerilim ihmal edilebilir. GİRİŞ + 10V t - 10V ÇIKIŞ +5.7 V t -2.7 V Şekil 4.15 Şekil 4.14’teki gerilim limitleyici devresinin çıkış sinyali. 4.4 GERİLİM ÇOĞALTICI DEVRELERİ Elektronik devrelerin her bölümünde, aynı besleme gerilimleri kullanılmaz. Bazı noktalarda daha yüksek veya daha düşük gerilimler gerekebilir. Bu amaçla DC gerilim seviyesi değiştirilebilir. DC gerilimin düşürülmesi gerilim bölme yöntemi ve direnç elemanı kullanmak suretiyle çok basitçe yapılabilir. Ancak DC gerilimin yükseltilmesi özel diyot devreleri ile mümkündür. Bu nedenle diyot – kondansatör kombinasyonu içeren devreler tasarlanmıştır. Bu devrelerden gerilim ikileyici ve üçleyici konuları sırasıyla aktarılacaktır. 4.4.1. GERİLİM İKİLEYİCİ DEVRESİ Şekil 4.16 Gerilim ikileyici devre Gerilim ikileyici devresi; şekil 4.16’da görüldüğü gibi, iki diyot ile çıkış gerilimine seri bağlı iki kondansatörden oluşmaktadır. Devre aslında kondansatör filtreli iki adet yarım dalga doğrultmacıdır. AC girişin pozitif alternansında; D1 diyodu iletime geçerek, C1 kondansatörünü şarj eder. Bu esnada D2 diyodu yalıtım durumundadır. Giriş saykılının negatif alternansında ise; bu kez D2 diyodu C2 kondansatörünü şarj eder. Bu esnada da D1 diyodu yalıtım durumundadır. Sonuçta C1 ile C2 kondansatörlerinin uçları arasındaki toplam şarj gerilimi, giriş gerilimi tepe değerinin iki katına eşit olur. Voltaj ikileyici devresinin çıkışından bu şekilde yüksek çıkış voltajının alınabilmesi kondansatörlerin seri olarak ve birbirlerinin yüklerine eklenecek yönde şarj olmaları ile mümkün olmaktadır. Bu tip gerilim ikileyicilerde çekilen yük akımı kondansatörlerin deşarj akımına bağlıdır. Devreden çekilen akım miktarı çıkış geriliminin değerini belirler. Çıkış geriliminin uzun süre korunabilmesi amacıyla, uzun bir deşarj zamanı elde etmek için devredeki kondansatör ve direnç değerleri yüksek seçilmelidir. Gerilim katlayıcılarda kullanılan temel prensip;alternatif giriş geriliminin her bir alternansında devredeki her bir kondansatörün şarj olmasıdır. Bu seri bağlı şarj gerilimleri, yük tarafından akım çekilmesiyle seri bağlı kondansatörlerden deşarj olur. 4.4.2 GERİLİM ÜÇLEYİCİ DEVRESİ Şekil 4.17 Gerilim Üçleyici Devre Şeması. Alternatif giriş geriliminin negatif alternansında yani; üst uç negatif, alt uç pozitif olduğunda, D2 diyodu C1 kondansatörünü, D3 diyodu da C3’ ü şarj eder. Pozitif alternansta ise yani; üst ucun pozitif, alt ucun negatif olduğu durumda, D1 diyodu iletime geçer. C1 kondansatöründeki şarj geriliminin deşarj olmak suretiyle pozitif alternansa eklenmesi C2’ yi giriş geriliminin iki katı büyüklükte bir gerilime şarj eder. C2 ve C3’ deki gerilimler birbirine eklenir. Sonuç olarak çıkışta girişteki alternatif gerilimin maksimum değerinin üç katı büyüklükte bir DC gerilim elde edilir. 4.4.3 KIRPICI VE KENETLEYİCİ DEVRELER 4.4.3.1 BASİT KIRPICI DEVRELER Aşağıdaki şekillerde verilen devrelerin çalışma prensiplerini anlatınız. Çıkış sinyal şekillerini defterlerinize çiziniz. Vİ v0 vi Vİ vi v0 vi v0 Vİ vi v0 Vİ vi Şekil 4. 18 Basit Kırpıcı Devreler v0 4.4.3.2 BASİT KENETLEYİCİ DEVRELER Vİ vi v0 vi v0 vi v0 Vİ Vİ Şekil 4. 19 Basit Kenetleyici Devreler 4.5.1 ZENER DIYOTLA YAPILAN REGÜLATÖRLER Zener diyodun en sık görülen kullanımı ön gerilimle ve karşılaştırmaya yönelik sabit bir referans gerilimi sağlamaktır. Bilindiği gibi zener diyotların kullanım amacı; üzerlerinde sabit bir gerilim tuttukları için; sabit bir çıkış gerilimi elde etmektir. Yani zener diyotla yapılan regülatörlerin çıkış dalga şekilleri; Tam Dalga Doğrultmaçlara göre; daha sabit ve daha düzgün bir yapıya sahiptir. Bu da bize daha güvenli bir çalışma(referans) gerilimi sağlar. Örneğin Vi veya RL’deki değişimlere karşı yük üzerinde sabit bir VZ gerilimi sağlamak için tasarlanmış olan şekildeki devreyi ele alalım. Burada göz önünde bulundurulması gereken iki durum söz konusudur: Birincisi giriş geriliminin sabit olup RL’nin değişeceği ve diğerinin ise RL’nin sabit olup Vi’nin değişeceği durum. Bu iki durum da ayrı ayrı ele alınacaktır. Sabit Vi, Değişken RL, VZ kayma gerilimi dolayısıyla Zener diyodunun “açık” durumda olmasını sağlayacak belirli bir direnç değeri (ve bu nedenle yük akımı) aralığı olacaktır. RL düşük değerde olursa, VZ’den daha düşük VL gerilimine yol açacak ve Zener diyodu “kapalı” durumda bulunacaktır. + + Vi - - Şekil 4.20 Zener Diyot Uygulamaları Zener diyodu çalıştıracak minimum yük direncini (ve dolayısıyla maksimum yük akımını) belirlemek için basitçe alttaki şekilde gösterildiği gibi Zener diyodu çıkartın ve VL=VZ’lik bir yük gerilimine yol açacak RL değerini hesaplayın. Yani; V L = VZ = RLVi RL + RS Gerilim bölücü kuralından; ve RL için çözersek: R Lmin = RS VZ Vi − VZ elde ederiz. Yukarıda elde edilen RL’den büyük her direnç değeri, Zener diyodunun çalışmasını sağlayacaktır ve artık diyot VZ kaynak eşdeğeriyle şekilde gösterildiği gibi değiştirilebilir. IL + Vi RL VL - IRS Vi IZ + + VZ Şekil 4.21 Zener Diyot Uygulamaları - RL VL - Yukarıda birinci denklemde tanımlanan koşul minimum RL yaratır; ancak maksimum IL I Lmax = VL V = Z R L I Z min diyot bir kere “açık” (çalışır) duruma geçtikten sonra RS üzerindeki gerilim; V RS = V İ − V Z ile sabit kalır ve IR I RS = V RS RS ile sabit kalır. Zener akımı, IZ = IR − IL Bu da IR sabit olduğu için IL maksimumken minimum bir IZ’ye ve IL minimumken maksimum bir IZ’ye yol açar. Daha önceden de öğrenildiği üzere IZ; IZM ile sınırlı olduğundan RL’nin ve dolayısıyla IL’nin değer aralığını etkilemektedir. IZ yerine IRM konulursa minimum IL, I Lmin = I RS − I ZM olarak bulunur. Ve maksimum yük direnci de R Lmax = VZ I Lmin şeklinde bulunur. Sabit RL, Değişken Vİ; birinci şekildeki devrede RL’nin sabit değerleri için Vİ gerilimi zener diyodunu çalıştıracak büyüklükte olmalıdır. Çalıştırma gerilimi, VL = VZ = ve V İ min = RLVi R L + RS ( RL + RS )VZ RL ile bulunmaktadır. Maksimum Vİ değeri, maksimum zener akımı IZM ile sınırlıdır. IZM=IR-IL olduğundan I Rmax = I ZM − I L IL, VZ/RL’de sabit ve IZM maksimum IZ değeri olduğu için, maksimum Vİ; Vimax = I Rmax RS + VZ ile tanımlanır. Şekilde görülen devre için a) VRL’yi 10V tutacak RL ve IL aralığını bulun ? b) Diyodun bir regülatör olarak maksimum güç anma değerini bulun? IR IL IZ Vi=50V VZ=10V IZM=32mAV RL ÇÖZÜM : a) Zener diyodu çalışır duruma getirecek RL değerini hesaplamak için yapılacak işlem: R Lmin = RS VZ (1kΩ )(10 ) = 10 x10 3 = 250Ω = Vi − VZ 50 − 10 40 Daha sonra RS direnci üzerindeki gerilim ise: VRS = Vi - VZ = 50 – 10 = 40 V ve IRS’de: I RS = V RS RS = 40 = 40 mA 1kΩ Ardından minimum IL değeri de: ILmin = IRS – IZM = 40 – 32 = 8 mA Maksimum RL değeri: R Lmax = VZ 10 = = 1.25k RLmin 8 mA VL’ye karşılık RL’nin grafiği aşağıdaki gibidir: VL 10V RL 250Ω 1.25kΩ (a) Pmax = VZ IZM b) =(10) (32mA) = 320 mW VL 10V IL 8 mA 40 mA (b) BÖLÜM V TRANSİSTÖRLER 5.1 GİRİŞ Transistörler, yarıiletkenler bahsinde değinildiği gibi elektroniğin gelişmesinde önemli bir rol oynamaktadır. Transistörün bulunması ile özellikle elektronik haberleşme alanında çok büyük gelişmeler sağlanmıştır. Günümüz bilgisayar teknolojisinin temelinde de transistör yer almaktadır. Bu nedenle branşı ne olursa olsun iyi bir teknisyen veya operatör düzeyindeki teknik personel, sağlam bir transistör bilgisi almak zorundadır. Çünkü elektroniğin temel mantığı transistördür. Elektroniğin elektrikten ayrılan en önemli yanı transistör mantığıdır. Temel olması itibariyle bu konuya gereken önemin verilmesi gerekmektedir. Transistörler yapısal bakımdan çeşitlilik göstermesine karşın çalışma prensipleri aynıdır. Yapısal olarak temelde 4’e ayrılırlar. 1. Nokta temaslı transistörler, 2. Yüzey temaslı transistörler, 3. Alaşım yöntemiyle yapılan transistörler, 4. Alaşımlı yayılma yöntemiyle yapılan transistörler. Bu yöntemlerden daha temel ve güncel olanı yüzey temaslı transistörlerdir. Bu nedenle diğer yapılar üzerinde durulmayacaktır. Transistör, yapısal anlamda temel olarak iki tiptir. P.N.P. ve N.P.N. diye ayrılan transistörlerden öncelikle P.N.P. tipi transistör incelenecektir. Diyotların oluşumu konusu anlatılırken P ve N tipi maddelerin oluşumu ve yüzey temas bilgileri detaylı olarak verildiğinden, transistörlerin yapısı ve çalışma prensibi daha iyi anlaşılacaktır. 5.1.1 P.N.P. TİPİ YÜZEY BİRLEŞMELİ TRANSİSTÖRLER Yaklaşık olarak 0,025 mm. kalınlığında çok ince N tipi bir silisyum parçası, iki P tipi silisyum parçası arasına, sandviç gibi sıkıştırılırsa P.N.P. tipi transistör meydana gelmiş olur. Diyot oluşumu konusunda işlendiği gibi, P tipi madde içinde serbest oyuklar bulunmaktadır. Oyukların hareketi, elektron hareket yönünün tersine doğrudur. ( +’dan –‘ye ) N tipi silisyum ise,pozitif olarak iyonize olmuş katkı atomları ile, hareketli serbest elektronlardan meydana gelmiştir. Serbest elektronların hareket yönü ise, oyuk hareketinin tam tersidir. (–’den +’ya ) Şekil 5.1.’de A, B, C parçacıkları olarak gösterilen parçacıkların tümü silisyumdur. Her üç parça birbirinden farklı ve yüzey temaslı olarak birleştirilmiştir. B E C Emitter ( Yayıcı ) P Base ( Taban ) N Collector (Toplayıcı) P Şekil 5.1 PNP tipi transistörün oluşumu. P.N.P. tipi bir transistörde P maddelerindeki oyuk sayısı, N tipi silisyumda bulunan elektron sayısından yaklaşık yüz katı fazladır. Çünkü base ( beyz okunur ) kalınlığı çok küçüktür. Bundan dolayı DC gerilim altında E ve C bölgelerindeki oyukların yarattığı akım şiddeti, B bölgesindeki elektronların yaratacağı akım şiddetinden daha büyük olur. Çünkü P.N.P. tipi transistörlerde çoğunluk akım taşıyıcıları ( + ) yüklü oyuklar, N.P.N. tipi transistörlerde ise ( - ) yüklü elektronlardır. Şekil 5.1’deki E bölgesine Emitter ( Yayıcı ), B bölgesine Base ( Taban ), C bölgesine de Collector ( Toplayıcı ) adı verilmiştir. Şekil 5.1’deki yapı incelenirken bölge bölge ele alınması konunun anlaşılmasını kolaylaştıracaktır. Öncelikle E – B bölgelerini inceleyelim. E-B arasındaki P – N bölgesine gerilim uygulanmamıştır. Bu halde iken E bölgesi oyuk bakımından, B bölgesi de elektron bakımından zengindir. P – N birleşim yüzeyinde, birleşme anından hemen sonra elektron – oyuk alış verişi başlar. B bölgesindeki yüzeye yakın elektronlar hızla E bölgesindeki oyukları doldururlar. Bundan dolayı burada bir nötr bölge oluşur. Bu bölgede diyotlar konusunda bahsedildiği gibi gerilim setti meydana gelir. E – B bölgesinde oluşan olaylar aynen B – C bölgesinde de tekrarlanır. Dolayısıyla her iki birleşim yüzeyinde gerilim setleri meydana gelir. Bu gerilim setlerinden E – B birleşim yüzeyinde olana e1, B – C bölgesinde olanına da e2 adı verilir. e1 ve e2 gerilim setleri potansiyel fark gerilimi açısından birbiriyle eşittir. Ancak yönleri birbirine zıttır. Transistörün bu yapısı, herhangi bir gerilim uygulanmaz ise değişikliğe uğramaz. Ancak transistörün çalıştırılması için polarma gerilimi uygulanması gerekmektedir. Transistöre gerilim uygulanmadan önce dikkat edilmesi gereken noktalar vardır. Transistöre uygulanacak ters gerilim, transistörün bozulmasına neden olur. Şekil 5.2’de P.N.P. tipi transistörde oluşan gerilim setleri ve polarma uygulama şekli gösterilmiştir. +Vbb - Emitter ( Yayıcı ) P e1 e2 Collector (Toplayıcı) P Base ( Taban ) N + Vcc - Şekil 5.2 P.N.P. tipi transistörde gerilim setti oluşumu ve düz kutuplama . Şekil 5.2’de bir P.N.P. tipi transistöre doğru polarma uygulanışı görülmektedir. P.N.P. tipi transistörün doğru polarize edilebilmesi için emiter – beyz bölgesini ayrı, beyz – kollektör bölgesini de ayrı polarlamak gerekir. Vcc gerilim kaynağı transistörün emiter – kollektör beslemesini sağlar. Vbb gerilim kaynağı ise emiter – beyz birleşim yüzeyinin polarmasını sağlar. Beyz bölgesi emiter ve kollektörden daha ince bir yapıya sahip olduğundan Vcc > Vbb seçilmelidir. Çünkü silisyumda gerilim settini ortadan kaldırmak için 0,7 Volt seviyesi yeterlidir. Vbb kaynağı emiter – beyz bölgesindeki gerilim settinin ortadan kalkmasını sağlar. Bu gerilim setti ortadan kalktığında Vbb’ye oranla daha büyük olan gerilim kaynağı Vcc’nin etkisiyle ( + ) yüklü oyuklar birleşim yüzeyine doğru itilirler. Vcc’nin ( - ) ucu da kollektöre bağlıdır. Dolayısıyla ( + ) yüklü oyuklar iletken duruma geçen her iki birleşim yüzeyini aşarak kollektöre bağlı Vcc’nin ( - ) ucu tarafından çekilir. Ancak emiterden yayılan oyukların kollektöre ulaşabilmesi için, her iki gerilim settinin de ortadan kalkması gerektiği unutulmamalıdır. Emiterden yayılan oyukların yaklaşık olarak % 5’i beyze bağlı Vbb’nin ( - ) tarafından, %95’i de kollektöre bağlı Vcc’nin ( - ) ucu tarafından çekilir. Bu oyuk hareketi transistör içerisindeki çoğunluk akım taşıyıcılarının yarattığı etkidir. Beyzden geçen oyuklar beyz akımını ( Ib ), kollektörden geçen oyuklar ise, kollektör akımını ( Ic ) meydana getirir. Bu nedenle transistör içerisindeki akım dağılımı I E = I c + I b şeklinde ifade edilir. Bunun anlamı, kollektör akımı ile beyz akımının toplamı her zaman emiter akımına eşit olur demektir. Bu anlatım Şekil 5.3’te detaylı olarak gösterilmiştir. Şekil 5.3 Transistörde akım dağılımı. P.N.P. tipi transistöre düz polarma uygulandığında Şekil 5.3’teki akım dağılımı gözlenir. Ancak transistöre ters polarma uygulandığında, transistörden herhangi bir akım geçişi olmaz. Bunu transistöre ters polarizasyon uygulayarak görmek mümkündür. e1 e2 Şekil 5.4 P.N.P. tipi transistörün ters polarizasyonu. Şekil 5.4’te P.N.P. tipi transistörün ters polarma altında çalıştırılma şekli görülmektedir. Şekil dikkatle incelendiğinde transistöre uygulanan besleme gerilimi yönünün ters olduğu görülecektir. Vcc’nin ( - ) kutbu emitere, ( + ) kutbu ise kollektöre bağlanmıştır. Emitere verilen ( - ) gerilim, emiter bölgesindeki ( + ) yüklü oyukları kendisine çeker. Oyukların akış yönü birleşim yüzeyinin ters yönüne doğru olur. Dolayısıyla gerilim setti normal halinden daha fazla büyür. Vcc’nin kollektöre bağlı ( + ) ucu ise ( + ) yüklü oyukları birleşim yüzeyine doğru iter. Diğer yandan Vbb’nin Beyze bağlı ( + ) ucu da bu oyukları tekrar birleşim yüzeyi dışına itmeye çalışır. Ancak birinci birleşim yüzeyinde meydana gelen gerilim setti çok büyüdüğünden ters yönde oyuk akışı gerçekleşemez. Eğer Vcc’nin değeri çok fazla arttırılırsa, transistör üzerinde oluşan elektriki alan etkisinden dolayı ters yönde büyük bir akım oluşur ki, bu da transistörün bozulması anlamına gelir. Ters polarizasyonda P ve N madde içerisindeki azınlık akım taşıyıcıları nedeniyle çok küçük miktarda sızıntı akımı denilen akımın akması mümkündür. Bu akım değeri ihmal edilebilecek seviyededir. 5.1.2 N.P.N. TİPİ YÜZEY BİRLEŞMELİ TRANSİSTÖRLER P.N.P. transistörde olduğu gibi, yaklaşık olarak 0,025 mm. kalınlığında çok ince P tipi bir silisyum parçası, iki adet N tipi silisyum parçası arasına, sandviç gibi sıkıştırılırsa N.P.N. tipi transistör meydana gelmiş olur. Bilindiği gibi N tipi madde içerisinde, çoğunluk akım taşıyıcısı olarak serbest elektronlar bulunmaktadır. Elektronların hareketi, oyuk hareket yönünün tersine doğrudur. (–’den +’ya) Bilindiği gibi P tipi silisyumda ise, çoğunluk akım taşıyıcısı olarak ( + ) yüklü oyuklar bulunmaktadır. Şekil 5.5.’te N.P.N. tipi transistörün oluşumu görülmektedir. Emiter ( Yayıcı ) N Vbb Beyz ( Taban ) P e1 Kollektör ( Toplayıcı ) N e2 Vcc Şekil 5.5 N.P.N. tipi transistörün oluşumu. P.N.P. tipi transistörde olduğu gibi, N.P.N. transistörde de birleşim yüzeylerinde gerilim setleri oluşur. Bilindiği gibi bu gerilim setlerinin yok edilebilmesi için gereken gerilim potansiyeli, silisyum maddelerde 0,7 Volttur. Transistörün iletime geçebilmesi için Şekil 5.5’te görülen doğru polarizasyonun yapılması gerekir. Emiterdeki ve kollektördeki çoğunluk akım taşıyıcıları ( - ) yüklü elektronlar olduğu için, doğru polarma şeklinde emitere ( - ), kollektöre ise ( + ) gerilim uygulanmalıdır. Beyze ise emitere göre ( + ) polarma verilmelidir. Bu polarma şekline göre transistörün çalışmasını inceleyelim. Emiterdeki negatif yüklü serbest elektronlar, Vcc’nin ( - ) kutbu tarafından birleşim yüzeyine doğru itilir. Vbb’nin etkisiyle gerilim setti ortadan kalkarak, emiterden itilen elektronların geçişine olanak sağlanır. Kollektör – beyz arasındaki gerilim setti de Vcc’nin etkisiyle ortadan kalkar. Emiterden yayılıp birleşim yüzeylerinden geçerek kollektöre ulaşan elektronlar kollektöre bağlı Vcc’nin ( + ) kutbu tarafından çekilir. Böylece transistör içerisinden akım geçişi sağlanmış olur. N.P.N. tipi transistörün ters polarma altında çalışması, P.N.P. tipi transistörde olduğu gibidir. Bu nedenle tekrar şekille gösterim yapılmayacaktır. N.P.N. transistörün ters bayaslanabilmesi için; emiter kollektöre göre ( + ), beyz ise emitere göre ( - ) kutuplanmalıdır. Bu durumda gerilim setleri normalden daha fazla büyüyecektir. Bu nedenle transistör içerisinden herhangi bir akım geçişi olmayacaktır. P.N.P. transistörde olduğu gibi, emiterden yayılan çoğunluk akım taşıyıcılarının meydana getirdiği akım miktarı, kollektör ile beyz akım miktarının toplamına eşittir. Hem P.N.P. tipi, hem de N.P.N. tipi transistörde beyz akımı ile kollektör akımı arasında belirli bir oran bulunmaktadır. Aynı zamanda beyz akımı, kollektör akımını kontrol eder. Bu yüzden transistör, küçük akım ile büyük akımları kontrol etme olanağı sağlayan vazgeçilmez bir elektronik devre elemanıdır. 5.1.3 N.P.N. TİPİ TRANSİSTÖRDE BEYZ AKIMIYLA KOLLEKTÖR AKIMININ KONTROL EDİLMESİ Vbb - B E N EMİTER IE P C N BEYZ IB KOLLEKTÖR IC + Vcc Şekil 5.6 N.P.N. tipi transistörde akım dağılımı Şekil 5.6’da N.P.N. tipi transistörün akım dağılım ve potansiyel seviye grafiği görülmektedir. Bilindiği gibi transistör düz kutuplandığında, emiterden kollektöre doğru bir akım meydana gelmektedir. Bu akım seviyesi, birleşim yüzeylerindeki gerilim setlerine uygulanan Vbb polarmasına bağlıdır. Vbb’nin gerilim seviyesi beyz akımını etkilemektedir. Beyz akımının büyümesi ise hem gerilim settinin daha fazla küçülmesine, dolayısıyla kollektör akımının artmasına neden olur. Diğer bir deyişle, birleşim yüzeyinin akım geçmesine izin verme oranı ne kadar arttırılırsa ( bu Vbb’ye arttırmakla mümkündür ), kollektör akımı o oranda artar. Bu ilişki Şekil 5.6’daki grafikte görülmektedir. Buradan çıkarılacak en önemli ve en kullanılır sonuç; beyz – emiter arasına uygulanan polarmanın potansiyel büyüklüğünün beyz akımını, beyz akımının da kollektör akımını etkilediğidir. Transistörlerde bu özelliğin keşfedilmesi, elektronikte akım kontrolü olanağını sağlamıştır. Bu gelişme, birçok alanda transistörlerin kullanılmasına neden olmuştur. 5.2 TRANSİSTÖR SEMBOLLERİ C B B E Şekil 5.7 P.N.P. Transistör sembolü C E N.P.N. Transistör sembolü Şekil 5.7’de her iki tip transistörün sembolleri verilmiştir. P.N.P. transistörde, emiterdeki okun içeri doğru; N.P.N. transistörde ise emiterdeki okun dışarı doğru olduğuna dikkat edilmelidir. Transistör içerisinden geçen akımın yönü, emiterdeki ok yönünün tersidir. 5.3 TRANSİSTÖR BAYASLAMALARI Buraya kadar işlenen konularda transistörün yapısı ve oluşumu incelenmiştir. Ancak transistörün hangi amaçla ve nasıl kullanılacağı bundan sonraki aşamalarda incelenecektir. Genel olarak transistör, zayıf akım yükseltmesi ve sinyal şekillendirilmesi işlemlerinde kullanılır. Bunun işlemlerin gerçekleştirilebilmesi için transistörün uygun şekilde bayaslanması ( kutuplanması ) gerekir. Bu nedenle öncelikle P.N.P. ve N.P.N. tipi transistörlerin düz ve ters kutuplama biçimleri gösterilecektir. 5.3.1 P.N.P. TİPİ TRANSİSTÖRÜN DÜZ BAYASLANMASI RC IC RB IB VCC IE VİN VBB Şekil 5.8 P.N.P. Transistörün düz kutuplanması. Şekil 5.8’de P.N.P. tipi transistörün düz kutuplanması görülmektedir. Devre dikkatle incelendiğinde transistörün emiterine Vcc’nin (+), kollektöre de (-) kutbunun bağlandığı, ayrıca beyz-emiter arasındaki Vbb’nin (-) kutbunun beyze, (+) kutbunun da emitere bağlandığı görülecektir. Bu bağlantılar gerçekleştirildiğinde transistör düz kutuplanmış olacaktır. Bu durumda transistör içerisinde ve dış devredeki akım dağılımı şekilde gösterildiği gibi olur. Emiter–beyz arasına uygulanan düz polarma bu bölgedeki oyukları birleşim yüzeyine doğru iter. Aynı zamanda bu polarma emiter-beyz bölgesindeki gerilim settini ortadan kaldırır. Bu bölgenin ortadan kalkması sonucunda emiterden yayılan oyuklar beyz bölgesine, oradan da kollektör bölgesine geçerler. Beyz-kollektör jonksiyonu bilindiği üzere ters polarlanmıştır. Vcc’nin (-) kutbu kollektöre bağlı olduğundan; emiter bölgesinden itilen oyuklar bu kutup tarafından çekilir. Bu olay transistörün kollektöründen bir akım geçmesine neden olur. Aynı zamanda Vbb kaynağının (-) kutbu beyze bağlı olduğundan bu kaynak, beyz üzerinden bir akımın geçmesine neden olur. Bu akıma da beyz akımı denir. Transistör içerisinden geçen akımların dağılımı daha önce de bahsedildiği gibi; IE = I B + I C şeklinde olur. Formülden de anlaşılacağı üzere transistörde en büyük akım emiterden geçer. Kollektör akımı beyz akımının yaklaşık olarak 95 – 99 katıdır. Bunun nedeni transistöre sinyal girişinin genellikle beyzden yapılmasıdır. Şekil 5.8.’de girişe uygulanan AC sinyal kaynağı, bu bağlantı biçimini göstermek için konulmuştur. 5.3.2 P.N.P. TİPİ TRANSİSTÖRÜN TERS BAYASLANMASI RC RB VCC VİN VBB Şekil 5.9 P.N.P. Transistörün ters kutuplanması. Şekil 5.9’ da PNP tipi transistörün ters kutuplanması görülmektedir. Transistörün kollektörüne VCC bataryasının, beyze ise VBB bataryasının (+) kutbu bağlanmıştır. Emitere ise VCC ve VBB kaynağının (-) kutupları bağlıdır. Bu durumda emiterdeki çoğunluk akım taşıyıcıları olan oyuklar, birleşim yüzeyi yerine VBB’ye göre daha büyük potansiyeli bulunan VCC tarafından çekilir. Bu nedenle emiter bir emisyon (yayım) üretemez. Birleşim yüzeyi genişler ve gerilim setti büyür. Bu nedenle emiterden beyz veya kollektör bölgesine doğru herhangi bir akım geçişi olmaz. Transistörün kollektör bölgesinde bulunan oyuklar ise birleşim yüzeyine doğru itilirler. Ancak kutuplama yönü ters olduğundan ihmal edilebilecek seviyede değeri olan sızıntı akımından başka bir akım geçişi olmaz. Sızıntı akımı daha önceki konularda bahsedildiği gibi asıl devre akımının ters yönüne doğru akar. Ancak bu akımın değeri çok küçük değerlerde olduğundan yok kabul edilir. Bu gelişmeler sonucu gerilim setti iyice genişleyeceğinden beyzden de herhangi bir akım geçişi olmayacaktır. Eğer kutuplama gerilim ters gerilim seviyesinden daha üst bir seviyeye çıkarılırsa; transistör delinir. Bu da transistörün bir daha kullanılamayacağı anlamına gelir. Burada akla şu soru takılabilir : Ters polarmada transistörden akım geçmiyor ise neden böyle bir bağlantı şekli yapılıyor? Bunun yanıtı transistörün sadece doğru bayasta değil, çalışma esnasında ters bayasta da bulunabileceğidir. Bu tip çalışma ilerideki konularda anlatılacak olup; transistörün tıkama yönünde çalıştırılması terminolojisiyle bahsedilecektir. Ancak ters gerilim sınırının aşılmamasına dikkat etmek gerekmektedir. 5.3.3 N.P.N. TİPİ TRANSİSTÖRÜN DÜZ BAYASLANMASI RC IC RB IB VCC VİN VBB IE Şekil 5.10 N.P.N. Transistörün düz kutuplanması. Şekil 5.10’da N.P.N. tipi transistörün düz kutuplanması görülmektedir. Devre dikkatle incelendiğinde transistörün emiterine Vcc’nin (-), kollektöre de (+) kutbunun bağlandığı, ayrıca beyzemiter arasındaki Vbb’nin (+) kutbunun beyze, (-) kutbunun da emitere bağlandığı görülecektir. Bu bağlantılar gerçekleştirildiğinde transistör düz kutuplanmış olacaktır. Bu durumda transistör içerisinde ve dış devredeki akım dağılımı şekilde gösterildiği gibi olur. Emiter – beyz arasına uygulanan düz polarma bu bölgedeki elektronları birleşim yüzeyine doğru iter. Aynı zamanda bu polarma emiter-beyz bölgesindeki gerilim settini ortadan kaldırır. Bu bölgenin ortadan kalkması sonucunda emiterden yayılan elektronlar beyz bölgesine, oradan da kollektör bölgesine geçerler. Beyz-kollektör jonksiyonu bilindiği üzere ters polarlanmıştır. Vcc’nin (+) kutbu kollektöre bağlı olduğundan; emiter bölgesinden itilen elektronlar bu kutup tarafından çekilir. Bu olay transistörün kollektöründen bir akım geçmesine neden olur. Aynı zamanda Vbb kaynağının (+) kutbu beyze bağlı olduğundan bu kaynak, beyz üzerinden bir akımın geçmesine neden olur. Sonuç olarak N.P.N. tipi transistörün doğru yönde kutuplanması, transistör içerisinden geçen akımların aynı zamanda dış devreden geçmesine de neden olur. Düz polarma kurulumunda, P.N.P. transistörde olduğu gibi N.P.N. transistörde de akım dağılımları aynı olup, akım yönleri birbirinin 180° zıt yönündedir. Her iki transistör bağlantısında dış devreye bağlanan dirençler transistörün uygun seviyede kutuplanması amacıyla bağlanmıştır. Örneğin RC direncinin RB direncinden daha küçük olacağı ilk etapta hemen akla gelmelidir. Bunun nedeni kollektör akımının, beyz akımından daha büyük olmasıdır. Diğer bir neden de VCC’nin VBB’den büyük seçilmesidir. Bunlar bir transistörün doğru yönde kutuplanmasının en genel koşullarındandır. 5.3.4 N.P.N TİPİ TRANSİSTÖRÜN TERS BAYASLANMASI RC RB VCC VİN VBB VBB Şekil 5.11 NPN tipi transistörün ters kutuplanması Şekil 5.11’ de NPN tipi transistörün ters kutuplanması görülmektedir. VCC bataryasının (-) kutbu kollektöre, VBB bataryasının (-) kutbu ise beyze bağlanmıştır. Emitere ise VCC ve VBB kaynağının (+) kutupları bağlıdır. Bu noktadan sonra çalışma prensibi P.N.P. transistörün ters kutuplanması konusunda anlatıldığı gibidir. N.P.N. transistörün ters kutuplanması sonucu, emiterdeki çoğunluk akım taşıyıcıları olan elektronlar, birleşim yüzeyi yerine VBB’ye göre daha büyük potansiyeli bulunan VCC tarafından çekilir. Bu nedenle emiter bir emisyon ( yayım ) üretemez. Birleşim yüzeyi genişler ve gerilim setti büyür. Bu nedenle emiterden beyz veya kollektör bölgesine doğru herhangi bir akım geçişi olmaz. Transistörün kollektör bölgesinde bulunan oyuklar ise birleşim yüzeyine doğru itilirler. Ancak kutuplama yönü ters olduğundan ihmal edilebilecek seviyede değeri olan sızıntı akımından başka bir akım geçişi olmaz. Yine P.N.P. transistörün ters kutuplanmasında anlatıldığı gibi; eğer kutuplama gerilimi ters gerilim seviyesinden daha üst bir seviyeye çıkarılırsa; transistör delinir. Ters kutuplama esnasında devreden herhangi bir akım geçişi olmadığından devre şemasında akım dağılımlarına ilişkin herhangi bir çizim yapılmamıştır. BÖLÜM VI TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTEÇLER 6.1 GİRİŞ Buraya kadar işlenen konularda elektronikte kullanılan pasif ve aktif devre elemanları tanıtılmıştır. Bilindiği gibi pasif devre elemanları direnç,bobin ve kondansatör, aktif devre elemanı olarak yarı iletkenler anlatılmıştır. Temel yarı iletken olarak ta diyot ve transistörler öğrenilmiştir. Elektronikte düşük akımlı bir sinyali işlemek, sinyali yükseltmek, şekillendirmek için öncelikle temel yarı iletkenler kullanılır. Elektronik devrelerin temelini ise yükselteçler oluşturmaktadır. Dolayısıyla öncelikle bu konu ayrıntılı olarak incelenecektir. Giriş Sinyali Amplifier ( Yükselteç ) Çıkış Sinyali Şekil 6.1 Temel yükselteç blok diyagramı Şekil 6.1’de temel yükselteç blok diyagramı görülmektedir. Prensip olarak bir yükselteç, girişine uygulanan sinyalin frekansında bir değişiklik yapmadan, genliğini veya akımını değiştirir. Genel olarak yükselteçlerde sinyalin genliği veya akımı yükseltilir. Genlik yükseltme olayı genellikle amplifier’lerin giriş bölümünde, akım yükseltme olayı ise amplifier’lerin çıkış bölümlerinde yapılır. Çünkü amplifier’lerde genel prensip önce düşük genlikli sinyalin amplitüdünü yükseltip, daha sonra akımını kuvvetlendirerek gerekli güce erişmektir. Bu bağlamda öncelikle genlik yükselteçleri incelenecektir. 6.1.1 TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTEÇLER Transistörlü yükselteçler başlığı altında incelenecek konuda ilk olarak transistör özellikleri incelenecektir. Çünkü çok küçük genlikteki ( μV’lar seviyesi ) sinyallerin değişik seviyelere yükseltilebilmeleri için böyle bir elemanın özelliklerinin iyice kavranması gerekmektedir. 6.1.2 TRANSİSTÖRÜN I. BÖLGE KARAKTERİSTİK EĞRİSİNİN ÇIKARILMASI Yükselteçlerde kullanılacak transistörlerin grafik analizlerini ve devrenin hesaplamalarını yapmak amacıyla karakteristik eğrilerin çıkarılması gerekir. Bu analizin yapılabilmesi için aşağıdaki devrenin iyice özümsenmesi, konunun anlaşılmasını kolaylaştıracaktır. Bir transistöre ait 4. Bölge karakteristik eğrisi mevcuttur. Öncelikle I. bölgeye ait eğriler çıkarılması konusu verilecektir. T1 VCE VBE Şekil.6.2 Temel transistörlü yükselteç DC analiz şeması Şekilde temel transistörlü yükselteç devresi analizinin yapılabilmesi için gerekli devre şeması görülmektedir. T1 transistörünün N.P.N. seçilmesinin nedeni akım yolunun kolay takip edilebilmesi ve sık kullanım özelliğidir. Devreye dikkat edildiğinde VCC ve VBB kaynaklarının ayarlı olduğu görülecektir. Bunun nedeni transistöre ait karakteristik eğrilerin değişik voltaj ve akımlarda çıkarılabilmesi içindir. Devrenin çalışma prensibini anlayabilmek için öncelikle transistörün kutuplanmasına bakmak gerekir. Bilindiği üzere N.P.N. tipi transistörün doğru yönde polarlanması için kollektör, emitere göre ( + ) olmalıdır. Aynı zamanda beyz de emitere göre ( + ) olmalıdır. Bu durumda emiter elektron yaymaya başlayabilir. Bu elektronların az bir bölümü beyz akımını, çoğunluğu ise kollektör akımını oluşturur Beyz akımı ile kollektör akımı arasında her transistörün yapısına göre değişen bir katsayı vardır. Buna akım kazancı adı verilir. Akım kazancı değişik kaynaklarda β veya hFE adı ile verilebilir. Konuların ilerleyen bölümlerinde akım kazancı daha çok β olarak kullanılacaktır. Matematiksel olarak transistör içerisindeki kollektör akımı ile beyz akımının β ilişkisi aşağıdaki gibidir. β = IC Bu oran konunun ilerleyen bölümlerinde daha fazla açılacaktır. IB Matematiksel ilişkiden yorumlanacağı üzere transistörün beyzindeki akım değişikliği otomatik olarak kollektör akımını da doğrusal olarak etkileyecektir. Ancak bu etkileme belirli çalışma sahasında gerçekleşebilir. Bu sahanın belirlenebilmesi için transistörün akım eğrilerini çıkarmak gerekir. Bu işlemin gerçekleşebilmesi için öncelikle VCC sabit tutulur. VBB adım adım değiştirilerek bu değişim hem M1, hem de M2 ampermetrelerinden dikkatlice takip edilir. Sonuç olarak I. Bölge Karakteristiği adı verilen eğriler elde edilir. IC ( mA ) IB DEĞERLERİ 120 μA 12 100 μA 80 μ A 10 60 μ A 8 40 μ A 6 20 μ A 10 μ A 4 2 0 μA 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 VCE ( Volt ) Şekil.6.3 Transistöre ilişkin I. bölge karakteristik eğrileri Şekil 6.3’te transistöre ait I. bölge karakteristikleri adı verilen eğriler görülmektedir. Eğrilerin çıkartılması için Şekil 6.2’deki devre kullanılmıştır. IB akım değerleri M1 ampermetresinden, IC akım değerleri de M2 ampermetresinden okunur. Karakteristik eğrinin çıkarılabilmesi için VBB’nin adım adım arttırılarak her akım ölçümünden önce sabit bırakılması gerekmektedir. Bu sırada VCC yavaş yavaş arttırılır ve ampermetre ve Voltmetrelerden gerekli değerler alınır. Eğrilerin çıkarılması işlemine VBB = 0 V. yapılarak başlanır. Bu anda VBB gerilimi eşik geriliminin ( Si için 0.6 Volt ) altında tutulduğu için transistör iletime geçmez. Bu esnada VCC ne kadar arttırılırsa arttırılsın, IB ve IC akım değerleri sıfır olacaktır. Daha sonraki adımda VBB kaynağı bir miktar arttırılarak sabit bırakılır ve VCC kaynağı yavaş yavaş yükseltilir. Her yükseltilen voltaj değerinde VCE, IB ve IC değerleri ilgili metrelerden okunur. VCE değerleri Voltmetreden, IB akım değerleri M1, IC değerleri ise M2’den okunarak not edilir. Her okunan değer dikkatlice not edilerek, bu değerlerin koordinat eksenine işlenmesi sağlanır. Sonsuz sayıda yapılabilecek bu ölçümler belirli ve sık aralıklarla yapıldığında çıkan eğrinin şekli daha sağlıklı olur. Şekil 6.3.’te örnek olarak IB değerinin 40 μA olarak alındığı eğrideki VCE değerini ölçen voltmetre 5 Voltu göstermektedir. Bu anda kollektör akımı değeri ise yaklaşık 6 mA ölçülmüştür. Bu örnekleri çoğaltmak mümkündür. Her farklı IB değeri için farklı IC ve VCE değerleri alınarak, transistörün I. Bölge karakteristiği tamamlanır. Bu karakteristik eğri transistöre ait tüm verileri kapsamamasına rağmen en çok kullanılan eğridir. Bu eğrilere bakılarak transistörün, hangi gerilim ve akım değerlerinde çalışacağı, max. ve min. çalışma sınırları, akım kazancı, yük doğrusu ve çıkış empedansı hesaplanabilir. Bu konu transistörün yükselteç olarak kullanılması ve analizinde ayrıntılı olarak işlenecektir. 6.1.3 TRANSİSTÖRÜN II. BÖLGE KARAKTERİSTİK EĞRİSİNİN ÇIKARILMASI IC (mA) VCE = 5V 12 10 8 6 4 2 IB ( μA ) 100 50 0 Şekil.6.4 Transistöre ilişkin II. bölge karakteristik eğrisi Bu eğrinin çıkarılması için yine Şekil 6.2’deki devre kullanılır. VCC voltajı sabit tutularak VCE belirli bir değere set edilir. ( Genellikle VCE = VCC / 2 alınır ) VBB değiştirilerek IB’ nin yavaş yavaş arttırılması sağlanır. Bu değişimin IC’ deki etkisi ilgili ampermetreden okunarak not edilir. Kollektör akımının max. sınırına kadar bu deney tekrarlanarak alınan değerlerle karakteristik eğri çıkarılır. Eğriye dikkat edildiğinde beyz akımı ile kollektör akımının arasındaki doğrusal oran rahatlıkla görülecektir ( β = IC / IB ). Ancak bu oranın belirli sınırlar içerisinde geçerli olacağı unutulmamalıdır. Çünkü her transistörün ulaşabileceği max. akım sınırı vardır. Bu noktaya doyum noktası denir. Yani belirli bir noktadan sonra devreye uygulanan gerilim ne kadar artırılırsa artırılsın; beyz akımında dolayısıyla kollektör akımında herhangi bir artış kaydedilemez. Çünkü transistör doyuma ulaşmıştır. Transistörlü yükselteç devresi hesaplamalarında kayda alınacak değerler belirtilen sınırlar içerisindeki değerlerdir. 6.1.4 TRANSİSTÖRÜN III. BÖLGE KARAKTERİSTİK EĞRİSİNİN ÇIKARILMASI IB ( μA ) 100 50 0 150 300 450 VCE = 5 V 600 VCE = 10 V VBE ( mV ) Şekil.6.5 Transistöre ilişkin III. bölge karakteristik eğrisi Şekil 6.5’te transistöre ilişkin III. Bölge karakteristik eğrileri görülmektedir. Bu eğrilerin elde edilebilmesi için yine Şekil 6.2’deki devre kullanılır. Karakteristik eğriye dikkat edildiğinde iki adet VCE değeri için deney yapılmış olup bu sayı çoğaltılabilir. Bu deneyde VCE değeri önce 5 V. gibi bir değere sabitlendikten sonra VBE değerini arttırmak için VBB kaynağı yavaş yavaş arttırılır. Bu esnadaki beyz akımında oluşan değişiklikler okunarak not edilir. Aynı işlem ikinci VCE değeri için tekrarlanır. Bu eğriler incelendiğinde çeşitli sabit VCE değerlerinde VBE geriliminin beyz akımı üzerindeki değişim etkisi görülecektir. Dikkati çeken diğer bir husus eğrilerin doğrusal değişmediğidir. Bunun nedeni ise transistörün beyz – emiter arasındaki gerilim setti bölgesinin belirli bir noktaya kadar yalıtkan, gerilim setti voltajı aşıldığında ise iletken olmasıdır. VCE gerilimi arttırıldığında beyz akımının da arttığı göz ardı edilmemelidir. 6.1.5 TRANSİSTÖRÜN IV. BÖLGE KARAKTERİSTİK EĞRİSİNİN ÇIKARILMASI 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 VCE ( V ) IB 0 μA 10 μA 100 20 μA 40 μA 200 60 μA 80 μA 100 μA VBE( mV ) Şekil.6.6 Transistöre ilişkin IV. bölge karakteristik eğrisi Şekil 6.6’da transistöre ilişkin IV. Bölge karakteristik eğrileri verilmiştir. Bu eğrilerin çıkarılabilmesi için beyz akımı çeşitli değerlere VBB yardımıyla sabitlenerek; VCE gerilimi VCC yardımıyla çeşitli aralıklarla değiştirilir. Bunun sonucunda değişen her VCE gerilimine karşılık, etkilenen VBE gerilim değeri not edilir. Bu işlem her IB değeri için tekrarlanarak karakteristik tamamlanır. Bu karakteristik eğriler incelendiğinde I. Bölge karakteristik eğrilerinin benzerleri elde edildiği görülecektir. Buradaki farklılık, VCE gerilim değerlerinin değiştirilen VBE her nokta için değerlerine göre ölçülen IB akımının sabit kalacağıdır. Bu grafikteki eğriler kullanılarak transistörün kollektör – beyz arasındaki, gerilim geri beslemesini bulmak mümkündür. Bu oran matematiksel olarak; N = ΔVBE / Δ VCE şeklinde ifade edilir. 6.2 I. BÖLGE KARAKTERİSTİK EĞRİLERİ ÜZERİNDEN TRANSİSTÖRÜN ÇIKIŞ EMPEDANSI, β AKIM KAZANCININ BULUNMASI VE YÜK DOĞRUSUNUN ÇİZİLMESİ Transistörün çalışmasını iyice kavrayabilmek için konu başlığında geçen çıkış empedansı, akım kazancı gibi parametrelerin bulunarak yük doğrusu çizimini öğrenmek gerekmektedir. Bu işlemler için ilk parametre olarak transistörün çıkış empedansının bulunması gerekmektedir. 6.2.1 I. TRANSİSTÖRÜN ÇIKIŞ EMPEDANSININ BULUNMASI Herhangi bir elektronik sisteminde kaynak ile yükün aynı empedansta bulunması sistemin verimini % 100’e yaklaştırır. Aksi takdirde sistemin verimi düşer. Sistemde sinyal veya güç kaybı oluşur. Bunun önüne geçebilmek amacıyla transistörün de çıkış empedansının hesaplanması gerekmektedir. Bunun nedeni de transistörün yükselteç olarak kullanılması ve bu yükseltecin çıkışına yük olarak bağlanacak elemanın değerinin hesaplanması, dolayısıyla sistemin max. verimle çalışmasıdır. Bu işlemin gerçekleştirilmesi için transistöre ait I. Bölge karakteristik eğrileri kullanılacaktır. IC ( mA ) IB değerleri 120 μA 12 80 μA 10 40 μA 8 B 6 A C 4 2 0 μA 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 VCE ( Volt ) Şekilde verilen grafik eğrileri üzerinden örnekte verilen transistörün çıkış empedansının hesaplanması oldukça koleydirr. Bu işlem için herhangi bir IB eğrisi seçilir. Bu eğriden VCE ve IC eksenlerine dikler çizilir. Ancak aktif çalışma alanının belirlenebilmesi için, tek IB eğrisi üzerinden iki farklı voltaj ve akım değerinin alınması gerekir. Bu noktalar dikkate alındığında karakteristik üzerinde bir ( ABC ile gösterilmiştir ) dik üçgen oluşur. Bu üçgen üzerinde yapılacak ΔVCE / ΔIC oranından transistörün çıkış empedansı aşağıdaki gibi bulunabilir. Örnek olarak alınan IB eğrisi üzerinden VCE1 = 5.8 V, VCE2 = 6.2 V, IC1 = 5mA, IC2 = 7 mA değerleri alınsın. Bu nokta aralıklarından yararlanarak yapılacak empedans hesaplaması aşağıdaki formül yardımıyla bulunacaktır. ZO = ZO = ΔVCE VCE 2 − VCE 1 = ΔI C IC 2 − IC1 6,2 − 5,8 0,4 = = 0,2 KΩ = 200 Ω. 7−5 2 Bu değer farklı bir IB eğrisi üzerinden farklı bir gerilim / akım aralığı için hesaplandığında daha farklı bir empedans elde edilir. Yani bu aynı eğriler kullanılarak örneklerin çoğaltılabileceği anlamına gelir. Bir transistörün çıkış empedansı hesaplanırken hesap yapılan akım ve gerilim seviyesi çok önemlidir. Bu da transistörün nerelerde kullanılabileceğinin seçimi için tasarımcının dikkat etmesi gereken bir konudur. Buradan çıkarılacak en önemli sonuç karakteristik eğriler üzerinden transistörün hangi gerilim ve akımda, hangi yükü hangi empedansta besleyeceğinin kolayca belirlenebilmesidir. Bu nedenle özellikle I. Bölge karakteristik eğrilerinin çok büyük titizlikle öğrenilmesi gerekir. Çıkış empedansının bulunmasından sonra akım kazancının nasıl bulunduğu anlatılacaktır. 6.2.2 TRANSİSTÖRÜN ( β ) AKIM KAZANCININ BULUNMASI Bu bölümde yine transistöre ait I. Bölge karakteristik eğrilerinden faydalanılacaktır. IC ( mA ) IB değerleri 120 μA 12 100 μA 80 μA 10 60 μA 8 40 μA 6 20 μA 10 μA 4 2 0 μA 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 VCE ( Volt ) Transistörün β akım kazancının hesaplanabilmesi için aşağıdaki işlem basamakları izlenmelidir. Şekilde görüldüğü gibi sabit bir VCE gerilimi seçilerek iki farklı IB eğrisi işaretlenir. Seçilen VCE gerilim değerinin genellikle lineer ortamda olması istendiği için yaklaşık olarak VCC’nin yarısı seçilir. Önekte verilen IB değerleri 20 ve 40 μA’ dir. Bunlara karşılık gelen IC değerleri ise dikey eksenden 4 ve 6 mA olarak bulunur. Akım kazancı ise aşağıdaki formülle bulunur. β= ΔI C = ΔI B β= 6−4 2mA = = 100 40 − 20 20 μA I I C B 2 − I 2 − I C B 1 1 Sonuca bakıldığında beyz akımı ile kollektör akımı arasındaki oran görülmektedir. Bunun anlamı transistörün aktif çalışma bölgesinde verilen her beyz akımına karşılık kollektörden β katı kadar akım geçeceğidir. Ancak bu yükseltme limiti sonsuz olmayıp transistörün çalışma sınırı içerisindedir. Daha önce de anlatıldığı gibi her transistörün akım ve gerilim olarak min. ve max. çalışma değerleri varıdır. Dikkat edilmesi gereken diğer bir husus, hesaplama yapılırken farklı IB değerleri alındığında çıkan akım yükseltme katsayısının aynı olması gerektiğidir. Eğer bu durum gerçekleşmiyor ise transistörün aktif çalışma bölgesi dışına çıkılmış demektir. Bu kavram sadece aktif çalışma bölgesi için geçerlidir. 6.2.3 YÜK DOĞRUSUNUN ÇİZİLMESİ IC ( mA ) IB değerleri 120 μA RL 12 100 μA 80 μA 10 60 μA 8 40 μA 6 20 μA 10 μA 4 2 0 μA 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 VCE ( Volt ) Bir yükselteçte kullanılacak transistöre ait yük doğrusunun çizimi oldukça basittir. Bilindiği gibi bir doğrunun çizilebilmesi için iki nokta yeterlidir. Noktaların birincisi VCE ’nin max. IC’ nin ise min. olduğu durumdur. Bunun anlamı transistörün açık devre gibi düşünülmesidir. Bilindiği üzere açık devre teorisinde gerilim max. akım ise min. yani 0 olmasıdır. Bu durumda 1. nokta VCE = VCC, IC = 0 olur. Diğer noktanın belirlenmesi için de transistörün açık devre gibi düşünülmesi gerekir. Bu anda da VCE gerilimi min., IC akım değeri de max. olacaktır. Bu nokta da koordinat ekseninde belirlendikten sonra bir doğru çizilir. Bu doğruya “yük doğrusu” denilir. Devreye uygun yükün omik değeri aşağıdaki gibi hesaplanır. RL = VCE max 10 = = 0.83 KΩ 12 IC max Bunun anlamı örnek olarak verilen grafikteki transistörün çıkışına bağlanabilecek uygun empedanstaki yük değeri olmasıdır. Yük doğrusu çizildikten sonraki aşama çalışma noktasının seçilmesidir. Çalışma noktasının belirlenmesi ise transistörlü yükseltecin çalışma sınıfını belirler. Çalışma sınıfının belirlenmesi, transistörlü yükseltecin hangi alanda, hangi frekansta, hangi güçte ve gerilimde çalışacağı sorularını yanıtlar. Bu nedenle çalışma sınıflarının çok iyi bir şekilde öğrenilmesi gerekmektedir. 6.3 TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTEÇLERİN ÇALIŞMA SINIFLARI Bir önceki konuda belirtildiği gibi yükselteçlerin çalışma alanını ve çalışma şeklini belirleyebilmek için, öncelikle çalışma sınıfının seçilmesi gerekir. Genel olarak 4 çeşit çalışma sınıfı mevcuttur. Bunlar A Sınıfı, B Sınıfı, C Sınıfı ve AB Sınıfıdır. Amplifierler çalışma sınıfı bakımından ayrılsa dahi genel olarak bir bütün halinde incelenmelidir. Dolayısıyla çalışma sınıflarından önce bir amplifier sisteminin tamamının incelenmesi gerekmektedir. Bir amplifierin tamamı aşağıda gösterilen bloklardan meydana gelir. Giriş Sinyali Pre Amplifier (Ön Yükselteç) Driver Amp. (Sürücü Yük.) Power Amp. ( Güç Yük. ) Şekil6.7 Komple yükselteç blok diyagramı Çıkış Sinyali Şekil 6.7’de görüldüğü gibi bir yükselteç sistemi temel olarak üç bölümden oluşmaktadır. Yükseltilecek düşük genlikteki sinyal öncelikle Ön yükselteçte genlik bakımından yükseltilir. Daha sonra gelen sürücü katı ise ön yükselteçten gelen sinyali uygun empedansta çıkış katına aktarır. Çıkış katında ise istenen güç elde edilir. Her bir katta kullanılan çalışma sınıfı farklı olacağından, bu katlarda hangi çalışma sınıfının kullanılacağı ve nedenleri bundan sonraki bölümlerde ayrıntılı olarak incelenecektir. 6.3.1 A SINIFI ÇALIŞAN TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTECİN İNCELENMESİ A sınıfı yükseltecin genel çalışma prensibi, sinyalin tümünün ( 360° ) yükseltilmesi esasına dayanır. Bunun için transistörün çalışma noktasının, yük doğrusunun tam ortasında seçilmesine özen gösterilir. IC ( mA ) DOYUM ( SATURATION ) IB değerleri 120 μA 12 100 μA 80 μA 10 60 μA AKTİF BÖLGE 8 40 μA Q 6 20 μA 10 μA 4 2 0 μA 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 KESİM ( CUT - OFF ) VCE ( Volt ) Şekil.6.8 I. bölge karakteristik eğri üzerinden A sınıfı çalışmanın belirlenmesi Transistörün çalışma noktası yükselteç girişinde herhangi bir sinyal yok iken ( boş çalışma ) ölçülen IB, IC ve VCE değerleri ile tespit edilir. Bu değerler transistörün boşta çektiği akımlar ve üzerindeki gerilim değerleridir. Bu parametreler sükunet değerleri olarak ta anılır. Eğer bu parametreler ölçülemiyorsa karakteristik eğriden faydalanılarak bulunur. Bu aşamadan sonra giriş sinyalinin sınırları belirlenerek transistörün kollektöründen geçecek akım hesaplanır. Bu değer örnekte olduğu gibi beyz akımı sınırları: IB Min = 0 μA, IB Max = 120 μA; buna karşılık elde edilecek kollektör akım sınırları ise: IC Min = 0 mA, IC Max = 10 mA; dir. Yine bu sınırlar içerisinde VCE’ nin alacağı değerler ise; VCE MİN = 1.8 Volt; VCE MAX = 9.2 Volttur. Bu değerlerin anlamı transistörlü yükseltece uygulanması gereken en düşük ve en yüksek sinyal değerlerinin belirlenmesidir. Bu noktalar dikkate alındığında, transistörün aktif çalışma bölgesi içinde yer aldıkları görülecektir. Giriş sinyali, beyz akımını belirtilen sınırların dışına çıkarır ise; doğal olarak kollektör akımının alt ve üst değerleri de aktif çalışma bölgesinin dışına itilir. Böyle bir durumda transistörün çalışma sınıfı değişir. Sinyalin tümü yükseltilemez ve sinyal kesintiye uğrar. Bu da A sınıfı çalışma için istenmeyen bir durumdur. Şekil 6.9’da transistörlü yükseltece, yükseltilecek değişken sinyalin nasıl uygulanacağı gösterilmiştir. Vout Çıkış Şekil.6.9 A sınıfı çalışan tek transistörlü yükselteç Şekil 6.9 dikkatle incelendiğinde giriş sinyalinin transistörün beyzine uygulandığı, çıkış sinyalinin ise kollektörden alındığı görülecektir. Eğer girişe herhangi bir sinyal uygulanmasa idi transistör, karakteristik eğride Q çalışma noktasında sabit akımla çalışacak ve sinyal değişimi olmayacak idi. Ancak devre girişinden uygulanan sinüs formlu sinyal VBB’yi arttıracak veya azaltacak şekilde girişim yapacaktır. Bu nedenle transistörün polarması giriş sinyaline göre sinyal geldiği sürece değişecektir. Girişten uygulanan sinyal DC seviyenin üzerine çıktığında beyz akımı artacak, buna bağlı olarak ta kollektör akımı artacaktır. Dolayısıyla girişten uygulanan düşük genlikli sinyal izin verilen VCE sınırları içerisinde yükseltilmiş olarak önce akıma ( IC ), daha sonrada RL üzerinden gerilime çevrilecektir. Yapılan işlemin esası VBB’nin üzerine giriş sinyalini yükleyip, önce beyz akımında, daha sonra da kollektör akımında bir değişiklik yapmaktır. Yapılan bu değişiklik şekil olarak giriş sinyali formunda olacağından, çıkıştan alınan sinyalin şekli de giriş sinyali şekliyle aynı olacaktır. Sonuç olarak giriş sinyalinde yapılan düşük genlikteki değişim, beyz akımı ile kollektör akımının farklı olması nedeniyle, yükselteç çıkışından daha yüksek genlikli olarak alınabilecektir. Ancak, giriş sinyali karakteristik eğrilerde belirtilen sınırlar dışına taştığında transistör bu sinyali kesintiye uğratacaktır. Eğer sinyal seviyesi izin verilen seviyenin üstüne çıkarsa; transistör doyuma ( Satüration ) geçer. Sinyal seviyesi bu sınırın altına düşerse o zaman transistör kesime (Cut – Off ) geçer. Diğer bir deyimle bu bölgelere çıkıldığında çıkıştan sinyal alınamaz. A sınıfı çalışma genellikle amplifier’lerin giriş katlarında bulunan gerilim yükselteçlerinde kullanılan bir çalışma şeklidir. Bunun nedeni sinyalin tamamının sürücü katına aktarılması gerekliğidir. 6.3.2 AB SINIFI ÇALIŞAN TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTECİN İNCELENMESİ giriş sinyalinin 1800 -3600 boyunca AB sınıfı çalışmada transistör iletimde olacak şekilde bayaslanmaktadır. Böylelikle Ic kollektör akımı giriş sinyalinin %51-%99’u boyunca akmaktadır. Bu durumu sağlamak için transistörün bir alternanstan daha kısa süre ile kesimde tutulması gerekir. Hatırlanacağı üzere A sınıfı çalışmada transistör VBEQ statik giriş gerilim değeri her zaman yükseltece uygulanan giriş sinyalinin maksimum değerinden daha büyük olacak şekilde bayaslanmaktaydı. Bunun sonucu olarak ta giriş sinyali hiçbir zaman transistörü ters bayasa götürememekte ve de girişin 3600’si boyunca kollektör akımı akmaktadır. AB sınıfı çalışmada VBEQ statik giriş sinyali yükseltece uygulanan giriş sinyalinin maksimum değerinden daha küçük olacak şekilde bayaslanmak suretiyle, transistörün bir alternanstan daha kısa süre ile kesimde tutulması sağlanır. Buna göre girişin %51-%99’u Ic akımı akmaktadır. IC Operating Point Output IC 0 IB Input Signal Şekil.6.10 AB sınıfı çalışan transistörün dinamik transfer eğrisi Şekil 6.10’da görülen AB sınıfı çalışmaya ait dinamik transfer eğrisi incelendiğinde çalışma noktasının eğrinin lineer kısmının orta noktası ile 0 noktası arasında seçildiği görülmektedir. Yukarıdaki eğride transistörün kesime götürüldüğü alanda kollektör akımının akmamasından dolayı RL kollektör yükü üzerine düşen gerilim 0 Volt olacağından (VRL=Ic*RL) Çıkış sinyali Vcc olarak görülecektir. 0,5Vp-p Çıkış Sinyali +25V Giriş Sinyali VBE =0,2V 0 Şekil.6.11 AB sınıfı çalışan transistörlü yükselteç devresi AB sınıfı yükselteçler, A sınıfı yükselteçlere göre daha iyi verim ve daha kötü sadakat ( fidelity ) özelliği taşımaktadırlar. Bu özellikten dolayı AB sınıfı yükselteçler çıkış sinyalinin girişin tam benzeri olması durumunun gerekli olmadığı durumlarda kullanılırlar. Şekil 6.11’de AB sınıfı çalışan transistörlü yükselteç devresi ve bu devreye ait giriş / çıkış dalga şekilleri görülmektedir. 0,45V Yanda yükseltece ait dinamik VBE giriş sinyali 0,2V görülmektedir. Bu eğride bir alternanstan daha kısa süre ile transistörün ters bayaslandığı görülmektedir. -0,05V 6.3.3 B SINIFI ÇALIŞAN TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTECİN İNCELENMESİ Şekil 6.12’de görüldüğü gibi B sınıfı çalışmada transistör, giriş sinyalinin 1800‘lik bölümünde iletimde olacak şekilde bayaslanmaktadır. Böylelikle kollektör akımı ( IC ), giriş sinyalinin %50’si boyunca akmaktadır. Bu durumu sağlamak için transistörün bir alternans süre ile kesimde tutulması gerekir. B sınıfı çalışmada VBEQ statik giriş sinyali 0 Volt olacak şekilde bayaslanmak suretiyle, transistörün bir alternans süre ile iletimde tutulması sağlanır. Buna göre girişin %50’lik bölümünde Ic akımı akmaktadır. Transistöre statik durumda 0 V bayas uygulanması A ve AB sınıfı çalışmada kullanılan RD direncinin kullanılmaması anlamına gelir. Buna göre Transistörün dinamik durumu tamamen giriş sinyali tarafında belirlenmektedir. Devreye uygulanan giriş sinyalinin pozitif alternansında (NPN Tr.) iletim gerçekleşirken negatif alternansta ters bayas durumundan dolayı Cut-Off durumu oluşacaktır. Böylelikle de giriş sinyalinin 1800 ‘lik bölümünde iletim, 1800 ‘lik bölümünde de kesim durumu oluşacaktır. IC Operating Point Output IC 0 IB Input Signal Şekil.6.12 B sınıfı çalışan transistörün dinamik transfer eğrisi Şekil 6.13’de B sınıfı çalışan transistörlü yükselteç devresi görülmekte olup transistöre başlangıçta dc kaynaktan doğru bayas uygulanmamaktadır. Böylece giriş sinyalinin + alternansı iletim, - alternansı da kesim durumunu oluşturmak suretiyle 1800’lik iletim ve de 1800’lik kesim durumu oluşturulur. 0,5Vp-p Çıkış Sinyali 1ms 1ms +25V Giriş Sinyali 0 2 msn. Şekil.6.13 B sınıfı çalışan transistörlü yükselteç devresi Yanda yükseltece ait dinamik VBE giriş sinyali görülmek0,25V tedir. Bu eğride bir alternans süre ile transistörün doğru 0V diğer alternans süresince de ters bayaslandığı görülmektedir. -0,25V 6.3.4 C SINIFI ÇALIŞAN TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTECİN İNCELENMESİ C sınıfı çalışmada transistör giriş sinyalinin 0 - 1800 ‘lik bölümünde iletimde olacak şekilde bayaslanmaktadır. Bu durum Şekil 6.14’da görülmektedir. Böylelikle Ic kollektör akımı giriş sinyalinin %1 - %50’si boyunca akmaktadır. Bu durumu sağlamak için transistörün bir alternanstan daha az süre ile iletimde tutulması gerekir. Şekil 6.15’de görülen C sınıfı çalışmada VBEQ statik giriş sinyali negatif olacak şekilde bayaslanmak suretiyle, transistörün bir alternanstan daha az süre ile iletimde tutulması sağlanır. Negatif bayas miktarı yükselteç girişine uygulanan sinyalin maksimum genliğinden daha az olmalıdır. Girişin negatif alternansında tamamen kesimde tutulan transistör, pozitif alternansın bir bölümünde de (negatif bayas aşılıncaya kadar) kesime götürülmekte, böylelikle de toplam kesim zamanı %51-%99 olacağından iletim zamanı da %1-%49 olmaktadır. 0,6ms IC 1,4ms 0 Output IC IB Operating Point Input Signal Şekil.6.14. C sınıfı çalışan transistörün dinamik transfer eğrisi. 0,5Vp-p Çıkış Sinyali 0,6ms Giriş Sinyali +25V 0 2 msn. Şekil.6.15 C sınıfı çalışan transistörlü yükselteç devresi. 1,4ms +0,15V 0V -0,1 V 0,5 Vp-p -0,35V Yukarda yükseltece ait dinamik VBE giriş sinyali görülmektedir Bu eğride. bir alternanstan daha az süre ile transistörün bayaslandığı görülmektedir Böylelikle de iletim zamanı giriş sinyalinin %1%49’u boyunca kollektör akımı akacaktır. 6.4 TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTEÇLERİN BAĞLANTI ŞEKİLLERİNE GÖRE ANALİZİ Buraya kadar işlenen bölümde yükselteçlere ilişkin temel esaslar verilmiştir. Bu bilgilerin ışığı altında bir transistörlü yükseltecin analizini yapmak mümkündür. Bu analiz, bağlantı şekillerine göre amplifier’lerin sınıflandırılması konusu ile aynı anda işlenecektir. Bağlantı şekillerine göre yükselteç tipleri 3’e ayrılır: 1- Emiteri ortak ( müşterek ) yükselteç ( common emitter ), 2- Beyzi ortak yükselteç ( common base ), 3- Kollektörü ortak yükselteç ( common collector ). Yukarıda sıralanan yükselteçlerden en sık ve yaygın kullanım alanı olanı, emiteri ortak yükselteçtir. Bu nedenle bu bağlantı şeklinin analizi dikkatlice öğrenilmelidir. Emiteri ortak bağlantı tipinde, giriş sinyali beyz - emiter arasından uygulanır; çıkış sinyali ise kollektör – emiter arasından alınır. Burada dikkat edilirse emiter hem girişte, hem de çıkışta kullanılmıştır. Bu nedenle devrenin şasesini ( toprak ) oluşturmaktadır. Girişten uygulanan sinyal, amplifierin kazanç katsayısına bağlı olarak yükseltilir. Çıkıştan alınan sinyal ile giriş arasında 180˚ faz farkı oluşur. Bunun nedeni kollektör – beyz bölgesinin, emiter – beyz bölgesine göre ters polarlanmış olmasıdır. Diğer bağlantı tiplerine oranla en yüksek kazanç bu tip bağlantı şeklinde elde edilir. Bu nedenle genellikle amplifier’lerin giriş katlarında gerilim yükselteci olarak ( Pre Amplifier ) kullanılır. Beyzi ortak tip yükselteç ise genellikle yüksek frekans uygulamalarında kullanılan bir bağlantı şeklidir. Beyzi ortak tip yükseltecin akım kazancı 1’den küçüktür. Kollektörü ortak tip yükselteç ( emitter follower ) ise, empedans uygunlaştırıcı olarak kullanılır. Bu tip yükselteçlerde çıkış emiterden alınır. Bu yükselteç tipinin gerilim kazancı 1’den küçüktür. Yukarıda anlatılan yükselteç tiplerinin analizi sıra ile verilecektir. 6.4.1 EMİTERİ MÜŞTEREK DEVRE ANALİZİ +VCC=25V RL=5K RD=247K Input Output CC RBE=3K Şekil 6.16 Transistörlü Yükselteç Devresi. IB DEĞERLERİ IC ( mA ) 200 μA 7 6 175 μA B 150 μA 125 μA 5 100 μA 4 75 μA 3 50 μA 2 0 μA 1 0 10 20 A Şekil6.17 2N118 Transistörüne ait emiteri müşterek çıkış karakteristik eğrisi. 30 VCE Emiteri müşterek yükselteç analizi grafik metot kullanılarak basamak basamak incelenecektir. Bu tip analizin diğer bir adı da YÜK HATTI ANALİZİDİR. Analize geçilmeden önce yükselteçte kullanılan transistörüne ait emiteri müşterek çıkış karakteristik eğrisi elde edilmelidir. Bu maksatla yukarıda karakteristik eğri verilmiş olup her türlü veriler bu eğri üzerinde işaretlenip, yine eğri üzerinden okunmaktadır. Analiz Verileri: Vcc=25V, RL=4.16 K, RBE=3 K, , RD=247 K, Giriş Sinyali 50μA p-p, 2N118 Transistörünün kullanıldığı Emiteri Müşterek Yükselteç devresi verilmektedir. AŞAMA 1 : Yük hattının çizilmesi. Yük hattı bir yükselteç devresinde tüm akım-gerilim ilişkileri ile ilgili değerler sunan, herhangi bir andaki giriş değerlerine karşılık gelen statik ve dinamik çıkış değerlerini bulmamıza yardımcı olan bir eğri olup A ve B olarak isimlendirilen iki noktanın birleştirilmesi ile elde edilmektedir. A Noktası :Transistörün kesim durumunu ifade eder. Bu durumda ideal bir transistörün Ic kollektör akımının 0 A olması gerekir. Buna göre RL yükü üzerinde gerilim düşümü olmayacağından tüm kaynak gerilimi transistörün VCE çıkışında görülecektir. Bu gerilim VCC gerilimine eşit olacaktır. Sonuç olarak; A noktası maksimum kollektör voltajı olup değeri VCC ile belirlenir. Bu durumda yatay eksende Vcc = 25 V değeri A Noktası olarak işaretlenir. (25V - 0A koordinatları A noktasını vermektedir) B Noktası :Transistörün doyum durumunu ifade eder. Bu durumda ideal bir transistörün kollektör- emiter iç direncinin 0 Ω olduğu kabul edilerek kollektör akımı hesabında sadece RL direnci dikkate alınarak maksimum kollektör akımı hesaplanmaktadır. ICmax=Vcc/RL =25 V / 4.16 KΩ ⇒ ICmax = 6 mA olur. Bulunan değer B noktası olarak karakteristik eğri IC ekseninde işaretlenir. (0V - 6mA koordinatları B noktasını vermektedir). Şimdi yapılması gereken A ve B noktalarının birleştirilmesidir. Elde edilen doğru YÜK HATTI olarak adlandırılır. Bu doğru yükselteçte mümkün olan bütün giriş değerlerine karşılık çıkış değerlerinin bulunmasında kullanılacaktır. AŞAMA 2 : Q çalışma noktasının bulunması : Quiescent Point ve de kısaca Q çalışma noktası olarak adlandırılan bu nokta ile bir yükseltecin giriş sinyali uygulanmadığı (STATİK) durumda transistörün Vcc üzerinden aldığı bayas neticesinde VCEQ ve ICQ sükunet durumu değerlerinin elde edilmesi ile bulunmaktadır. Buna göre bir yükseltece giriş sinyali uygulanmadığı halde VCEQ ve ICQ olarak bilinen çıkış akım ve gerilim değerlerine sahip olduğu söylenebilir. Q çalışma noktası yük hattı ile sükunet durumu beyz akımı (IBQ) eğrisinin birleştirilmesi ile elde edilmektedir. Bu maksatle Sukunet durumu IBQ değerinin bulunması gerekmektedir. RT = RBE + RD IBQ = VCC / RT RT = 3 K + 247 K IBQ =25 V/ 250 K RT = 250 KΩ IBQ = 100 μ A 100μA beyz eğrisi ile yük hattının kesiştiği nokta Q çalışma noktası olarak işaretlenir. IB DEĞERLERİ IC ( mA ) 200 μA 7 175 μA B 6 150 μA 125 μA 5 100 μA 4 75 μA Q 50 μA 3 2 0 μA 1 0 10 20 A 30 VCE ( Volt ) AŞAMA 3 : Giriş sinyalinin uygulanarak ıb - vbe değişimlerinin bulunması: IB IB Igiriş +25μA 100 μA +125μA +100μA Time +75μA -25μA Time 0 A) IBQ 0 B) Giriş Sinyali Time C) IB Beyz Akımı (Dinamik durum) Yukarıda görüldüğü üzere 100μA sükunet durumu (IBQ) değeri giriş sinyaline bağlı olarak 25μA peak yukarıya ve de 25μA aşağıya olmak üzere IB akımının 75 μA ile 125 μA arasında dalgalanmasına sebep olmaktadır. Bu dalgalanmanın VBE beyz geriliminde yol açtığı değişim : VBEQ = IBQ * RBE VBE(MİN) = IB(MİN) * RBE VBE(MAX) = IB(MAX) * RBE VBEQ = 0.3 V VBE(MİN) = 0.225 V VBEQ = 100 μA * 3KΩ VBE(MİN) = 75 μA * 3KΩ VBE(MAX) =125 μA * 3KΩ VBE(MAX) =0.375 V VBE 0.375 V 0.15 V 0.3 V σVBE=σIB * RBE σVBE=50μA * 3 KΩ 0.225 V σVBE= 0.15 V 0 Time Emiter Akımı Beyz akımı ile Kollektör akımlarının toplamına eşittir. IE = IB + IC IE =0.1mA+ 3mA = 3.1mA olarak bulunur. AŞAMA 4 : Çıkış akım değişikliğinin bulunması: IB DEĞERLERİ IC ( mA ) 7 200 μA 175 μA B 6 5 3.5 mA 4 IC 150 μA IB 125 μA 100 μA C Q 75 μA 3 D 2.5 mA 50 μA 2 1 0 10 20 A 30 VCE (Volt) VCE 10 V 12.5V 15 V Çıkış akım değişikliğinin bulunması için öncelikle C ve D noktalarının işaretlenmesi gerekmektedir. 3. aşamada Beyz akım değişikliği hesaplanmıştı. Elde edilen değerler Beyz akımının 75 μA - 125 μA arasında değiştiğini göstermekte idi. Buna göre 75 μA Beyz akım eğrisi ile 125 μA Beyz akım eğrilerinin Yük hattını kestiği noktalar C ve D noktaları olarak işaretlenir. Bu noktalardan Ic eksenine dik çizilmek suretiyle 2.5 mA - 3.5 mA kollektör akım değerleri bulunmaktadır. IC1 =3.5 mA IC2 =2.5 mA σIc= IC1 - IC2 = 3.5mA-2.5mA =1mA AŞAMA 5 : Çıkış gerilim değişikliğinin bulunması: C ve D noktalarından VCE eksenine dik inilmek suretiyle giriş sinyalindeki değişime bağlı olarak kollektör çıkış gerilim değişiklikleri elde edilebilir. VCE1 =15 V VCE2=10 V σVCE = VCE1 - VCE2= 15 V -10 V=5 V AŞAMA 6 : Akım kazancının bulunması: Çıkış Ai = Akım Kazancı = Kazanç = Giriş Çıkış Akım Değişikliği Giriş Akım Değişikliği Yukarıdaki formüllerde görüldüğü gibi kazancı temsil eden A harfi i ilavesiyle akım kazancını temsil etmekte olup çıkış akım değişikliğinin giriş akım değişikliğine oranı olarak tarif edilmektedir. Ai = σI C σ IB 1 mA 3.5 mA -2.5 mA = 125 μA - 75 μA 50 μA = = 1000 μA 50 μA = 20 Bulunan değer ile; çıkış akım değişikliğinin giriş akım değişikliğinin 20 katı olduğu anlaşılmaktadır. AŞAMA 7 : Voltaj kazancının bulunması: Çıkış Çıkış Voltaj Değişikliği Av = Akım Kazancı = Kazanç = Giriş Av = σVCE σVBE Giriş Voltaj Değişikliği 15 V -10 V 5V = = 0.375 V - 0.225 V AŞAMA 8 : Güç kazancının bulunması: Ap = Av * Ai = 33.3 * 20 = 666.6 olarak bulunur. = 0.15 V 33.3 6.4.2 BEYZİ MÜŞTEREK DEVRE ANALİZİ Input 2 mA p-p RE=325Ω RBE 175Ω Output RL 4,16 KΩ VEE= -1,5 V VCC= + 25 V Şekil6.18 Transistörlü Yükselteç Devresi. IC ( mA ) IE DEĞERLERİ 7 6 -7 mA B -6 mA 5 -5 mA -4 mA 4 -3 mA 3 -2 mA 2 -1 mA 1 0 mA 0 10 20 A 30 Şekil 6.19 2N118 Transistörüne ait beyzi müşterek çıkış karakteristik eğrisi. VCB Beyzi müşterek yükselteç analizi grafik metot kullanılarak basamak basamak incelenecektir. Bu tip analizin diğer bir adı da YÜK HATTI ANALİZİDİR. Analize geçilmeden önce yükselteçte kullanılan transistörüne ait beyzi müşterek çıkış karakteristik eğrisi elde edilmelidir. Bu maksatla yukarıda karakteristik eğri verilmiş olup her türlü veriler bu eğri üzerinde işaretlenip, yine eğri üzerinden okunmaktadır. Analiz Verileri: Vcc=25V, VEE= -1,5 V, RL=4,16 K, RBE=175Ω , RE=325 Ω, Giriş Sinyali 2 mA p-p, 2N118 Transistörünün kullanıldığı beyzi müşterek yükselteç devresi verilmektedir. AŞAMA 1 : Yük hattının çizilmesi. Yük hattı bir yükselteç devresinde tüm akım-gerilim ilişkileri ile ilgili değerler sunan, herhangi bir andaki giriş değerlerine karşılık gelen statik ve dinamik çıkış değerlerini bulmamıza yardımcı olan bir eğri olup A ve B olarak isimlendirilen iki noktanın birleştirilmesi ile elde edilmektedir. A Noktası :Transistörün kesim durumunu ifade eder. Bu durumda ideal bir transistörün Ic kollektör akımının 0 A olması gerekir. Buna göre RL yükü üzerinde gerilim düşümü olmayacağından tüm kaynak gerilimi transistörün VCB çıkışında görülecektir. Bu gerilim VCC gerilimine eşit olacaktır. Sonuç olarak; A noktası maksimum kollektör voltajı olup değeri VCC ile belirlenir. Bu durumda yatay eksende Vcc = 25 V değeri A Noktası olarak işaretlenir. (25V - 0A koordinatları A noktasını vermektedir) B Noktası :Transistörün doyum durumunu ifade eder. Bu durumda ideal bir transistörün kollektör- emiter iç direncinin 0 Ω olduğu kabul edilerek kollektör akımı hesabında sadece RL direnci dikkate alınarak maksimum kollektör akımı hesaplanmaktadır. Icmax=Vcc/RL =25 V / 4.16 KΩ ⇒ Icmax = 6 mA bulunan değer B noktası olarak karakteristik eğri Ic ekseninde işaretlenir. . (0V - 6mA koordinatları B noktasını vermektedir) C RL=325 Ω E RL=4,16 K VEE= -1,5 V Vcc=25V ICmax=Vcc/RL formülünde RE direnç değerinin RL direnç değerinin 1/10 değerinden daha küçük olması sebebiyle hesaplamalarda RE değeri dikkate alınmaz. Yanda transistörün doyum durumu eşdeğer devresi görülmekte olup Vcc ve VEE kaynakları seri ve toplanır (25+1,5) toplam gerilimin RL+RE (4.16K + 0,325K) toplam direnç değerine oranı ICmax değerini oluşturmaktadır. Ancak hesaplamalarda RL direnç değeri 10*RE değerinden daha büyük olduğundan hesaplamalarda RL ihmal edilmektedir. ICmax =Vcc/RL formülü ile maksimum kollektör akımı hesaplanmaktadır. Şimdi yapılması gereken A ve B noktalarının birleştirilmesidir. Elde edilen doğru YÜK HATTI olarak adlandırılır. Bu doğru yükselteçte mümkün olan bütün giriş değerlerine karşılık çıkış değerlerinin bulunmasında kullanılacaktır. AŞAMA 2 : Q Çalışma noktasının bulunması : Quiescent Point ve de kısaca Q çalışma noktası olarak adlandırılan bu nokta ile bir yükseltecin giriş sinyali uygulanmadığı (STATİK) durumda transistörün Vcc üzerinden aldığı bayas neticesinde VCBQ ve ICQ sükunet durumu değerlerinin elde edilmesi ile bulunmaktadır. Buna göre bir yükseltece giriş sinyali uygulanmadığı halde VCBQ ve ICQ olarak bilinen çıkış akım ve gerilim değerlerine sahip olduğu söylenebilir. Q çalışma noktası yük hattı ile sükunet durumu emiter akımı (IEQ) eğrisinin birleştirilmesi ile elde edilmektedir. Bu maksatla sükunet durumu IEQ değerinin bulunması gerekmektedir. RT = RE + RBE RT =325Ω + 175Ω RT = 500 Ω IEQ = VEE / RT IEQ =1,5V/ 500Ω IEQ = 3 mA 3 mA emiter eğrisi ile yük hattının kesiştiği nokta Q çalışma noktası olarak işaretlenir. IE DEĞERLERİ IE EĞRİLERİ IC ( mA ) 7 -7 mA B 6 -6 mA 5 -5 mA -4 mA 4 -3 mA Q 3 -2 mA 2 -1 mA 1 0 mA VCB (V) 0 10 ICQ=3 mA 20 30 A VCBQ=12,5V Şekil 6.20 Karakteristik eğride Q çalışma noktasının elde edilmesi. Şekil 6.20’de görülen karakteristik eğride Q noktasından VCB ve IC eksenlerine dik inilerek statik çalışma durumu değerlerini gösteren ICQ ve VCBQ değerleri okunur. VCBQ =12,5V ICQ = 3 mA AŞAMA 3 : Giriş sinyalinin uygulanarak IE değişiminin bulunması: Igiriş Time IE Time 0 0 -1mA +1mA -2 mA -3mA Time -3mA -1mA -4mA IE A) IEQ B) Giriş Sinyali C) IE Emiter Akımı (Dinamik durum) Yukarıda görüldüğü üzere –3mA sükunet durumu (IEQ) değeri giriş sinyaline bağlı olarak 1mA peak yukarıya ve de 1mA aşağıya olmak üzere IE akımının –2mA ile –4mA arasında dalgalanmasına sebep olmaktadır. AŞAMA 4 : Çıkış akım değişikliğinin bulunması: Çıkış akım değişikliğinin bulunması için öncelikle gerekmektedir. 3. aşamada C ve D noktalarının işaretlenmesi emiter akım değişikliği hesaplanmıştı. Elde edilen değerler emiter akımının –2mA ile –4mA arasında değiştiğini göstermekte idi. Buna göre –2mA emiter akım eğrisi ile –4mA emiter akım eğrilerinin yük hattını kestiği noktalar C ve D noktaları olarak işaretlenir. Bu noktalardan Ic eksenine dik çizilmek suretiyle 2.5 mA - 3.5 mA kollektör akım değerleri bulunmaktadır. IC1 =3.5 mA IC2 =2.5 mA σIc= IC1 - IC2 = 3.5mA-2.5mA =1mA IE EĞRİLERİ IC ( mA ) 7 -7 mA B 6 -6 mA 5 IE 3.5 mA 4 IC -5 mA -4 mA C -3 mA Q 3 -2 mA D 2.5 mA 2 -1 mA 1 0 mA 0 10 20 VCB 10 V 12.5V 15 V A 30 VCB (V) AŞAMA 5 : Çıkış gerilim değişikliğinin bulunması: C ve D noktalarından VCB eksenine dik inilmek suretiyle giriş sinyalindeki değişime bağlı olarak kollektör çıkış gerilim değişiklikleri elde edilebilir. VCB1 =15 V VCB2=10 V σVCB = VCB1 - VCB2= 15 V -10 V=5 V AŞAMA 6 : Akım kazancının bulunması: Çıkış Çıkış Akım Değişikliği Ai = Akım Kazancı = Kazanç = Giriş Giriş Akım Değişikliği Yukarıdaki formüllerde görüldüğü gibi kazancı temsil eden A harfi i ilavesiyle akım kazancını temsil etmekte olup çıkış akım değişikliğinin giriş akım değişikliğne oranı olarak tarif edilmektedir. Ai = σIC σ IE 3.5 mA -2.5 mA = 1 mA = 0,5 = 4mA – 2mA 2 mA Bulunan değer ile; akım kazancının 1’den küçük olduğu görülür. AŞAMA 7 : Voltaj kazancının bulunması: Çıkış Çıkış Voltaj Değişikliği Av = Akım Kazancı = Kazanç = Giriş Av = σVCB σVBE Giriş Voltaj Değişikliği 15 V -10 V = σIE * RBE 5V = = (2mA * 325Ω) AŞAMA 8 : Güç kazancının bulunması: Ap = Av * Ai = 0,5 * 14,28 = 7,14 olarak bulunur. 5V = (0,35V) 14,28 6.5 GÜÇ YÜKSELTEÇLERİNE GİRİŞ Bir yükselteç sistemi, bir küçük sinyal yükseltecinden (preamplifier), bir büyük sinyal yükseltecinden ve bir çıkış transducerinden (hoparlör) oluşur. Giriş sinyali genellikle küçüktür ve bir çıkış cihazını çalıştırmak için kullanılabilecek düzeyde yükseltilmelidir. Bu nedenle yükselteçlerde dikkate alınması gereken temel faktör, genellikle doğrusallık ve kazançtır. Giriş transducerinden gelen sinyal gerilimi ve akım genellikle küçük olduğundan, güç kapasitesi ve verimliliği pek önemli değildir. Genel olarak birbirine seri bağlı yükselteçlerden sonuncusu güç yükselteci adını alır. Güç yükselteç kademesinin, kendinden önceki yükselteçlerden farklılığı, yüksek voltaj kazancından ziyade, yüksek voltaj kazancı verecek şekilde tertiplenmiş olmasıdır. Güç yükselteci, yüksek güç seviyesinde çalıştırıldığından transistör dahilinde oluşan ısı en önemli mahsur haline gelir. Eklem ısısı artan bir transistörün sağlamlığı azalır. Isı düşürücü olarak bilinen eleman, ısının transistör ekleminden uzaklaştırılması için kullanılır. Transistörün metal muhafazasına direkt olarak temas ettirilen çok geniş satıhlı bir metal parçasından oluşur. Bazı ısı düşürücülerin; ısının, etrafındaki havaya daha çabuk geçirilmesini temin maksadıyla kanatçıkları bulunur. Transistörün ekleminde meydana gelen ısı, transistörün metal muhafazasına geçirilir. Isı düşürücü, transistörün metal muhafazası ile doğrudan irtibatlı olduğundan ısı, önce ısı düşürücüye ve sonra havaya geçer. Böylece transistör eklemindeki çalışma ısısı düşürülür. 6.6 DENGELİ GÜÇ YÜKSELTECİ Q1 T1 T2 + VCC giriş Q2 R1 Şekil 6.21 A Sınıfı Çalışan Push-Pull Güç Yükselteci Hoparlör Güç yükselteci olarak tertip edilen devreler genellikle balanslı veya push-pull olarak tanınan yükselteçlerdir. Bu tip devreler, 180° lik faz münasebetiyle çalışan iki yükselteci içerirler. Böyle devreler, daha güçlü ve düzgün bir çıkış verirler. Push-pull yükselteç devresinden anlaşılacağı gibi iki transistörden oluşur. T1 ve T2 transformatörleri orta uçludur. R1 direnci Q1 ve Q2 transistörlerine çalışma noktalarını tayin eden doğru bayas voltajı sağlar. Giriş sinyali yok iken dahi transistörlerin beyzlerine R1 direnci vasıtasıyla (+) gerilim gelir. R1 direncinin değerinin değiştirilmesi halinde devre, AB sınıfı çalıştırılabilir. T2 transformatörü primerinin yarısı Q1, diğer yarısı da Q2’ nin kollektör yük empedansını temsil eder. T2 transformatörü aynı zamanda, transistörlerin yüksek çıkış empedansları ile hoparlörün düşük empedansı arasında empedans uygunluğunu sağlar. Bilindiği gibi maximun enerji transferinin gerçekleşebilmesi ( yükseltecin çıkışından alınan sinyalin tamamının hoparlöre uygulanması ) için birinci kat çıkış empedansının, ikinci kat giriş empedansına eşit olması gerekir. Giriş sinyali yok iken Q1 ve Q2 transistörleri, T2 transformatörü orta ucu vasıtasıyla eşit olarak iletkendirler. Her iki transistörün kollektöründeki sinyaller eşit değerde olduğu için hoparlörden herhangi bir sinyal alınmaz. Girişin (+) alternansında Q1’ in beyzindeki potansiyel pozitife, Q2 nin ise negatife gider. Transistörler, NPN tipi olduğundan beyzlerine uygulanan potansiyeller, Q1iletkenliğinin artmasına, Q2’ nin ise azalmasına neden olur. Q1’ in kollektör akımındaki artış Q1 kollektörünün daha az pozitif olmasına neden olur. Q2 iletkenliğinin azalması, Q2 kollektöründeki potansiyelin artmasına neden olur. Bu durumda T2 transformatörü primerinin tamamı üzerinde bir potansiyel farkı oluşur ve çıkışın negatif alternansı olarak belirir. Giriş sinyalinin (-) alternansında yukarıdaki olayların tam tersi olur. Q1 + VCC giriş Hoparlör Q2 Şekil6.22 B Sınıfı Çalışan Push-Pull Güç Yükselteci B sınıfı push-pull güç yükseltecinde giriş sinyali olmadığı sürece transistörler iletken olmadığından ve bir güç harcaması yapılmadığından verim daha büyüktür. Transistörlerin beyzine (+) bir sinyal gelmediği için devre statik halde iken iki transistör de kesimdedir. 6.7 FAZ BÖLÜCÜLER Push-pull güç yükselteçleri, eşit genlik ve zıt fazda iki sinyale ihtiyaç duyarlar. Tek bir girişte eşit genlikte ve zıt fazda iki çıkış veren sürücü kademesine faz bölücü veya faz çevirici denir. Sürücü kademesi ise güç yükselteçlerine giriş sinyali sağlayan yükselteçtir. Push-pull güç yükselteçlerinde transistörlere giriş olarak eşit genlik ve zıt fazda iki sinyal temin eden eleman transformatördür. Transformatör kullanılması, basit bir yol olmasına rağmen büyük ve ağır olması kullanılışını sınırlayan unsurlardır. +VCC R2 C1 R2 Q1 +VCC giriş hoparlör C2 Q2 R3 Şekil 6.23 Tek Kademeli Faz Bölücü Paraphase yükselteç veya faz bölücü olarak bilinen bu devre transformatör kullanılmaksızın birbirinden 180º faz farklı ve eşit genlikli iki sinyal meydana getirir. R2 ve R3 dirençleri birbirine eşit ise farklı fazdaki bu iki sinyal genlik bakımından eşit olur. Fakat, R2 direncinin R3 direncine eşit olması dengesiz bir çıkış empedansına neden olur. Q1 transistörünün kollektör çıkış empedansı, emiter çıkış empedansından daha yüksektir. Bu sakınca, R2 direncinin üst ucu ile C2 arasına RS direncinin seri olarak sokulması suretiyle giderilir. R2 direncinin değeri o şekilde seçilir ki kollektör ve emiter çıkış empedansları birbirini dengeler. Bu, kuvvetli sinyalin sebep olduğu bozulmayı (distorsiyonu) ortadan kaldırır. Sinyalin, seri direnç üzerinde kaybolan kısmı, R2 nin R3 değerinden daha fazla yapılması yoluyla telafi edilir. 6.8 TÜMLER SİMETRİ GÜÇ YÜKSELTECİ R2 VCC1 Q1 C1 Giriş RL R3 Q2 VCC2 R1 Şekil 6.24 Tümler Simetri Güç Yükselteci Şekil 6.24’ deki devre tümler simetri güç yükselteci devresine aittir. Transistörler, tek kademeli bir devrede irtibatlandırıldıklarında çıkış devresindeki DC elektron akım yolu, birbirine seri olan kollektör-emiter eklemleri üzerinden tamamlanır. Bu devre, faz çevirici kademe veya orta uçlu transformatör kullanılmadan klasik bir push-pull yükseltecinin bütün avantajlarını sağlar. Şekildeki devrede Q1 transistörü NPN, Q2 ise PNP tipidir. Negatife giden giriş sinyalinde Q2 transistörünü doğru bayaslayarak iletken olmasına neden olur. Transistörlerden birinin iletken, diğerinin yalıtkan olması, giriş sinyalinin transistörlerden birini doğru, diğerini ters bayaslamış olmasındandır. 1 2 1 3 4 Şekil 6.25 Basitleştirilmiş Tümler Simetri Güç Yükselteci Şekil 6.25’deki devre tümler güç yükseltecinin basitleştirilmiş şeklidir. Q1 ve Q2 transistörlerinin C-E arasındaki dahili devreleri sırasıyla R1 ve R2 değişken dirençleriyle temsil edilmiştir. Giriş sinyali yokken ve B sınıfı çalışmada IB=0 olduğu için değişken dirençlerin orta uçları max direnç pozisyonunu alır. R1 direnci 1, R2 ise 4 nolu konumu alır. Dolayısıyla RL üzerinden bir akım akmaz. Giriş sinyali pozitife doğru giderken Q1 iletime, Q2 ise kesime gider. Q1 min direnç gösterirken (2), Q2 ise max direnç (4) gösterir. Akım, VCC1 , RL ve Q1’ den geçer. Bu akım yönü düz ok ile gösterilmiştir. Giriş sinyali negatife doğru gittiğinde, Q1 yalıtkan olurken, Q2 iletken olur. Böylece devreden kesikli okla gösterildiği gibi bir akım geçer. Bir önceki durumda geçen akıma göre ters yönde bir akım geçer. 6. 9 BEYZİ ORTAK KARIŞIK BAĞLI YÜKSELTEÇLER Emiteri ortak yükselteçte transistörün akım kazancı (Δ IC / Δ IB), beyzi ortak yükselteçte transistörün akım kazancı α (Δ IC / Δ IE), kollektörü ortakta (emitter follower) ise (Δ IE / ΔIB ) ile gösterilir. Bu akım kazanç parametrelerinin birbirleriyle ilişkileri ise aşağıda olduğu gibidir: = α /1- α α = /1+ =1+ Karışık bağlı yükselteçler, CB tertipte α akım kazancını yükseltmek için tertip edilmiş devrelerdir. IE=%100 Ic1=%95 IE=%99.75 Q1 Input Output IB=%5 RE -VCC IC2=%4.75 Q2 RC +VCC Şekil 6.26 Karışık bağlı beyzi ortak yükselteç Şekil 6.26’ da karışık bağlı transistörlü yükselteç devresi görülmektedir. Bu devrede Q1 transistörünün beyzi, Q2 transistörünün emiterine bağlanmıştır. Yani CB tertibi içerisinde irtibatlandırılmıştır. İki transistörü tek bir transistör gibi düşünürsek bu transistöre Darlington Transistör adı verilir. Her bir transistörün akım kazancının 0,95 olduğunu kabul edelim. Analizin daha kolay olması için emiter akımını 100 mA olarak düşünelim ve bunu şekil üzerinde %100 olarak gösterelim. Q1 transistörünün akım kazancı 0,95 olduğuna göre ; α=IC / IE ⇒ IC=%95. IE dir. Başka bir ifadeyle; kollektör akımı, emiter akımının %95’ine eşittir. Q1 transistörünün emiter akımı 100 mA olduğuna göre kollektör akımı 95 mA olur. Bir transistörde IE=IC+IB olduğuna göre geriye kalan 5 mA’ de beyz akımı olacaktır. Q1’ in beyz akımı, Q2’nin emiter akımını teşkil ettiği için IC2=5.%95=4.75 mA’ dir. Böylece toplam kollektör akımı, ICT=4,75+95=99,75 mA olur. Devrenin toplam akım kazancı ise, 99,75/100=0,9975 olarak bulunur. 0,95 olan akım kazancı böylece 0,9975’ e yükseltilmiştir. Bu nedenle, karışık bağlı transistör, herhangi bir devrede yüksek akım kazançlı tek bir transistörmüş gibi düşünülebilir. Emiteri ortak tertipte her birinin akım kazancı 11,5 olan iki transistör, beyzi ortak karışık bağlı yükselteç olarak kullanılacak olursa, devrenin akım kazancının ne olacağını bulunuz. =11,5 ise α=11,5/12,5=0,92’dir. IC1=0,92.IE ve IB= 0,08.IE olur. IC2=0,08.0,92.IE ICT=0,0736 IE+0,92 IE=0,9936.IE’ den α=0,9936 olarak bulunur. Üç transistörle gerçekleştirilen karışık bağlı ortak yükselteçte her bir transistörün, emiter akım değişiminin, beyz akım değişimine oranı 20 olduğuna göre devrenin toplam akım kazancını bulunuz. =IE / IB = 20 ve =1+ ’ dan =19’ dur. α=19/20=0,95 olur. α=99,9875/100=0,999875 olarak bulunur. 6.10 AMPLİFİKATÖRLERDE KUPLAJ METODLARI Kuplaj, sinyalin bir kattan diğer bir kata aktarılması işlemidir. Amplifikatörlerde kuplaj ise birinci yükselteç katında yükseltilen sinyalin, ikinci yükselteç katının girişine aktarılmasıdır. Bu işlemin en az kayıpla gerçekleştirilmesi gerekir. 6.10.1 TRANSFORMATÖR KUPLAJI C1 TRF Q1 Q2 Output Input RE1 CE1 RE2 CE2 Şekil6.27 Basitleştirilmiş Transformatör Kuplajlı Yükselteç Transistörlü amplifikatörlerin kaskat olarak bağlanmasında empedans uygunlaştırma işi büyük bir önem kazanır. Bir kattan diğerine max güç transferi sağlayabilmek için, ilk amplifikatörün yüksek çıkış empedansının , bundan sonra gelen amplifikatörün düşük giriş empedansına uygunlaştırılması gerekir. Bu empedans uygunlaştırma işi ara transformatörü kullanmak suretiyle sağlanabilir. Bu devrede Q1 transistörü vasıtasıyla yükseltilen giriş sinyali transformatör ile Q2 transistörünün beyzine kuple edilmiştir. Bilindiği üzere, bir sistemde max enerji transferinin gerçekleşebilmesi için birinci kat çıkış empedansının, ikinci kat giriş empedansına eşit olması gerekir. Bu empedanslar eşit olmazsa amplifikatör sisteminde, birinci katta yükseltilen sinyalin tamamı, ikinci kata gönderilemez. Devrede kayıplar meydana gelir. Empedans uygunsuzluğunun neden olduğu bu kayıpları engellemek için en iyi kuplaj elemanı transformatördür. Transformatörlerde, empedans uygunlaştırma işlemi transformatörün primeri (LP) ile sekonderi (LS) arasında uygun sarım oranı vasıtasıyla sağlanabilir. Np = Ns Zp Zs formülü, transformatörün dönüştürme oranı ile primer ve sekonder empedansları arasındaki ilişkiyi açıklar. Push-pull güç yükselteçlerinde kullanılan transformatör, transistörlerin yüksek çıkış empedanslarının, hoparlörün düşük empedansına uygunlaştırılmasını sağlar. Transformatörün primeri (Zp) transistörlerin kollektörlerine, sekonderi (Zs) ise doğrudan hoparlöre bağlıdır. A sınıfı çalışan bir push-pull güç yükseltecinin çıkış empedansı 50 KΩ, kendinden sonraki kademede yer alan hoparlör ses bobini giriş empedansı 2000 Ω ise max enerji transferinin sağlanması için kullanılacak transformatörün sarım oranı ne olmalıdır ? Zp=50 KΩ Zs=2 KΩ Np = Ns 50 =5 ⇒ 5:1 olarak bulunur. 2 A sınıfı çalışan bir push-pull güç yükselteçte max enerji transferinin gerçekleşmesi için kullanılan transformatörün sarım oranı 10:1 dir. Yükseltecin çıkış empedansı 50 KΩ ise yükselteç çıkışına bağlanması gereken hoparlörün empedansını bulunuz. Np Zp ⇒ 10 = = Ns Zs 50 K 50 K ⇒ 100 = ⇒ Zs = 500 Ω Zs Zs 6.10.2 RC KUPLAJI Şekil 6.28 RC kuplajlı transistörlü yükselteç sistemi Şekilde kapasitif kuplajlı kaskat bir amplifikatör devresi görülmektedir. Devredeki transistörlere, sinyal sırasıyla C1 ve C3 kondansatörleri ile kapasitif olarak kuple edilmiştir. C5 ise yükseltilmiş olarak alınan sinyali çıkışa bağlanacak olan hoparlöre kuple etmek için kullanılır. Transistör empedanslarındaki hatalı uygunlaştırmadan dolayı kapasitif kuplajlı transistörlü bir kaskat amplifikatörde oluşan kayıplar üzerinde durulması gereken bir husustur. Transformatör kuplajlı iki katlı bir transistörlü amplifikatörden elde edilen aynı kazancı, RC kuplajlı bir amplifikatörden elde etmek için iki kattan daha fazla bir amplifikasyona ihtiyaç vardır. Daha tesirli sonuç için, RC ve transformatör kuplajlarını karışık olarak kullanılabilir. Böyle devrelerde empedans uygunlaştırıcı transformatör, yükselteç katının çıkışı ile hoparlör arasına konulur. 6.10.3 DİREKT KUPLAJ Şekil 6.29 Direkt kuplajlı transistörlü amplifikatör Transistörlü kaskat amplifikatörlerde direkt kuplaj da kullanılır. Direkt kuplajın üstünlükleri, devre eleman sayısında tasarruf sağlamak ve frekans responsunu düzeltmektir. Şekildeki devrede direkt kuplajlı iki katlı bir amplifikatörün devre şeması görülmektedir. Birinci transistörün kollektöründen yükseltilmiş olarak alınan sinyal doğrudan bir iletken tel ile ikinci yükselteç katının girişine (transistörün beyzine) uygulanmıştır. Bu devrede giriş ile çıkış arasında faz farkı yoktur. 6.10.4 EMPEDANS KUPLAJI Şekil 6.30 Empedans kuplajlı, transistörlü amplifikatör Empedans kuplajlı amplifikatörlerde, RC kuplajlı amplifikatörlerde kullanılan dirençlerden biri veya ikisi yerine indükleme bobini kullanılmıştır. En çok kullanılan şekildeki devredir. Bu devrede kollektör yük direnci yerine bir indükleme bobini konmuştur. Bu devreden yüksek güç verimi elde edilebilir. Çünkü, DC güç kaybı yok edilmiştir. İndükleme bobininin şönt reaktansı, frekans karakteristiğinin alçak frekans kısmının düşmesine neden olur. Yüksek frekans kısmını ise kollektör kondansatörü düşürür. Transformatör kuplajlıların tersine olarak empedans kuplajlı amplifikatörlerin frekans karakteristiği, transformatör kuplajlılardan daha iyidir. Fakat RC kuplajlılar kadar iyi değildir. BÖLÜM VII ÖZEL YARIİLETKENLER 7.1 GİRİŞ Diyot ve transistörler gibi yarıiletken elemanlara ek olarak, özel uygulamalar için birçok değişik tipte yarıiletken elemanlar geliştirilmiştir. Bunlar arasında; FET, UJT, SCR ( Tristör ), varaktör ve tünel diyot, foto diyot ve foto transistörler gibi elemanları saymak mümkündür. Günümüzde vakum lambalar yerini transistör, entegre, chip ve microchip’lere bıraktığı gibi anahtar ve röle gibi kontrol elemanları da yerlerini özel yarı iletken elemanlara bırakmıştır. Bu durum elektronik cihazların gelişmesine ve boyutlarının küçülmesine imkan vermiştir. 7.1.1 ALAN ETKİLİ TRANSİSTÖRLER NPN ve PNP tipi olarak adlandırılan klasik tip transistörler ( BJT, Bipolar Junction Transistor) alçak giriş empedansına sahip olup hem elektron akımı hem de boşluk akımının kullanıldığı akım kontrollü elemanlardır. Alan etkili transistörler ( Field Effect Transistor ) iki ana gruba ayrılır; 1. JFET ( Junction Field Effect Transistor – Eklem Alan Etkili Transistör ) 2. MOSFET ( Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor – Metaloksit Yarı İletken Alan Etkili Transistor ). Alan etkili transistörler BJT’lere göre yüksek giriş empedansına sahip, tek kutuplu, gerilim kontrollü elemandır. Elektrik alanı prensibine göre çalıştığından alan etkili transistörler olarak bilinir. Alan etkili transistör ( FET )’ler , transistör ( BJT )’lerin kullanıldığı yerlerde rahatlıkla kullanılırlar. FET’lerin, klasik transistörlere ( BJT ) göre üstünlükleri şöyle sıralanabilir: -Giriş empedansları daha yüksektir. -Radyasyon ( yayınım ) etkisi yoktur. -BJT’lere göre daha az gürültülüdürler. -Isısal değişimlerden etkilenmezler. Çabuk hasar görmeleri ve band genişliklerinin dar olması dezavantajlarıdır. 7.1.2 JFET’İN ÇALIŞMASI Drain (D) n maddesi D Gate (G) P P G S Source (S) Şekil 7.1 n kanallı JFET’in Fiziksel Yapısı ve Sembolü Drain (D) p maddesi D Gate (G) n n G S Source (S) Şekil 7.2 p kanallı JFET’in Fiziksel Yapısı ve Sembolü JFET’lerin fiziksel yapısından görüleceği gibi; Drain ( oluk ), Gate ( kapı ) ve Source ( kaynak ) anlamına gelmektedir. n kanallı bir JFET, bir materyalin her iki yanına p tipi madde enjekte edilerek elde edilir. n kanallı JFET’de p tipi iki materyalin arasında kalan bölgeye KANAL denir. Kanalın yapıldığı maddenin adına göre JFET adını alır. Aynı şekilde p tipi bir materyalin her iki yanına n tipi madde enjekte edilerek p kanallı JFET elde edilir. Burada daha çok n kanallı JFET üzerinde durulacaktır. geçiş bölgesi P n P Vds Vgs Şekil 7.3 n-Kanallı JFET’in Polarmalandırılması Şekil 7.3’te görüldüğü gibi; n-kanallı bir JFET’te drain ile source arasına bir gerilim uygulandığı zaman, drain source’a göre daha pozitif olur ve drain’den source’a bir akım akar. Normalde gate ile source arasına bir gerilim uygulanır. Bu uygulama şekli ters polarmadır. Böylece gate, source’a göre daha negatif olur. Ters polarma altında kanal bölgesinde depletion denen bir geçiş bölgesi meydana gelir. Bu geçiş bölgesinin genişliği Vgs ters polarma geriliminin büyüklüğüne bağlıdır. Vgs geriliminin negatifliği arttıkça kanal daralmaya devam eder. Kanal daralması demek, kanal direncinin artması ve kanaldan geçen ID akımının azalması demektir. Id Vgs=0 Volt Vds Şekil 7.4 N kanallı JFET’in akım-voltaj karakteristiği. Şekil 7.4’te görüldüğü gibi Vds değeri arttıkça Id akımı da artmaktadır. Vds gerilimi artmaya devam ederse, kanal içindeki geçiş bölgesi fark edilir şekilde artar, ve belli bir değerden sonra akım artışı durur, sabit kalır. Vds gerilimi yeterli büyüklükteki bir değere ayarlandığında, geçiş alanındaki artışı ve bir süre sonra bu iki geçiş alanının bir noktada çakışması görülecektir. İki geçiş alanının bir noktada çakışmasına pinch-off denir. Çakışma anındaki gerilime ise pinch-off gerilimi ( Vp ) denir. Kritik gerilim olarak bilinir ve JFET’in önemli bir parametresidir. Vp değeri genellikle n-kanallı JFET’te negatif, p-kanallı da ise pozitiftir. Id Vgs=0 Volt Idss Vds Vp Şekil 7.5 N kanallı JFET’in Id-Vdsj karakteristiği Şekil 7.5’te Id akımının max kritik (pinch-off) Vp değerine çıktığı görülmektedir. Vp değerinden sonra , Vds’ nin artması Id akımını değiştirmez. Bu akıma SATURASYON (doyum) akımı Idss denir. JFET’ lerde drain akım değeri; Id = Idss ( 1-Vgs/Vp)2 formülü ile bulunur. n kanallı JFET’ in kritik gerilimi Vp= - 4.5 V. ve doyum akımı Idss=9 mA’ dir. Buna göre, Vgs’ nin hangi değeri için Id=3 mA olur ? 3 mA=9 mA(1-Vgs/-4.5)2 0.57=1-Vgs/-4.5 Vgs=-1.94 V. 7.1.3 JFET PARAMETRELERİ JFET’ e uygulanan voltajların değiştirilmesiyle, JFET’ in gösterdiği davranışa PARAMETRE denir. Başka bir ifadeyle JFET karakteristiği veya sabiteleridir. Üretici firmalar, elemanı tanımlamak ve farklı elemanlar arasından seçim yapabilmek için gerekli olan bilgileri kataloglarda belirtirler. JFET parametreleri şunlardır: a) Drain-Source Doyma Akımı (Idss): G-S eklemi kısa devre yapıldığında D-S arasından akan akımdır. Başka bir ifadeyle saturasyon anındaki akımdır. b) Gate-Source Pinh-Off Gerilimi (Kritik Gerilim, Vp): D-S kanalının kapandığı (hiç akım geçirmediği) gerilim değeridir. c) Gate-Source Kırılma Gerilimi (BVGss ) : Bu parametre belirli bir akımda D-S kısa devre iken ölçülür. Uygulamada bu değerin üzerine çıkılması halinde elemen hasar görebilir. d) Geçiş İletkenliği (gm): JFET’ ler sabit akım elemanı olduğundan drain voltajındaki değişmeler drain akımında çok fazla bir değişiklik yapmaz. Genelde drain akımı gate voltajı ile kontrol edilir. Geçiş iletkenliği drain akım değişimine göre gate voltaj değişimidir. Bu parametre geçirgenlik (Transconductance- gm) olarak bilinir. Geçirgenlik, Vds sabit iken drain akım değişiminin, gate-source arası voltaj değişimine oranıdır. gm =Δİd / ΔVgs ve gm=2 Idss/Vp √Id/Idss formülleri ile bulunur. e) Drain-Source İletim Direnci (rds): Bu parametre, belirli bir G-S gerilimi ve drain akımında ölçülen gerilim, D-S iletim direnci JFET’ in anahtar olarak kullanılmasında önem taşır. Vgs voltajında 0 V’ tan –0.8V’ a olan değişiklik, drain akımında 1.05 mA’ den 0.4 mA’ e olan bir değişim meydana getiriyorsa JFET’ in geçirgenliğini bulunuz. gm=Δ Id / Δ Vgs = (1,05-0,4) mA / (0,8-0) V = 812,5 µS gm=4,38 m S, Vp=-2,5 V, Id=5 mA olan bir JFET’ te D-S doyum akımını bulunuz. gm = 2 Idss Vp Id = 6mS Idss 7.1.4 MOSFET’ LER JFET’ ler, klasik transistörlere göre büyük bir gelişme olmasına rağmen bazı limitlemeleri mevcuttur. JFET’ lerin giriş empedansları klasik transistörlerden daha fazla olduğu için, JFET’ in girişine bağlanan sinyal kaynağından çekilen küçük miktardaki ters bayas gate akımı, sinyal kaynağını yükler. Bu yükleme etkisini azaltmak ve frekans responsunu (cevabını) geliştirmek için JFET’lere göre daha fazla gelişmiş başka bir alan etkili transistör yapılmıştır. Alan etkili transistörün (FET) geliştirilmiş tipi genellikle MOSFET olarak bilinen metal oksit yarı iletkendir. MOSFET kelimesinin açık hali metal oxide semiconductor field effect transistor’dür. MOSFET, İngilizce kelimelerinin baş harflerinden oluşmuştur. İzole edilmiş gate özelliğinden dolayı MOSFET’ lerin giriş empedansı son derece yüksek olup (1014 Ω) elektrodlar arası iç kapasitansı çok küçüktür. Bundan dolayı MOSFET’ ler normal transistörlerin, frekans sahasının çok daha üstündeki frekanslarda ve yüksek giriş empedanslı yükselteçlere ihtiyaç duyulan devrelerde daha fazla kullanılır. Bunun için MOSFET’ ler voltmetre, ohm metre ve diğer test aletlerinde kullanılırlar. MOSFET’ lerde, JFET’ lere ve klasik transistörlere nazaran gürültü daha az olup, band genişliği daha fazladır. MOSFET’ lerin bu üstünlüklerine nazaran bazı sakıncaları vardır. Şöyle ki; MOSFET yapısındaki ince silikon oksit tabakası, kolaylıkla tahrip olabilir. MOSFET’ e elle dokunulması halinde insan vücudu üzerindeki elektrostatik yük nedeniyle oksit tabakası delinerek, kullanılmayacak şekilde harap olabilir. Bundan dolayı MOSFET’ ler özel ambalajlarında korumaya alınmalı, MOSFET’ e dokunmadan önce kullanıcı, üzerindeki elektrostatik yükü topraklayarak boşaltmalıdır. MOSFET’ i devre üzerine montaj yaparken düşük güçlü havya kullanmalı ve havya mutlaka topraklanmalıdır. MOSFET’ ler şu şekilde sınıflandırılır: a)Azalan ( Boşluk şarjlı, depletion tipi ) MOSFET b)Çoğalan ( Enhancement ) tip MOSFET JFET’ lerde olduğu gibi yine kendi aralarında, n ve p kanallı azalan ve çoğalan tip olarak ayrılırlar. Drain Drain Substrate Gate Substrate Gate Source a) n kanallı azalan tip MOSFET Source (c) n kanallı çoğalan tip MOSFET Drain Drain Substrate Substrate Gate Gate Source Source (b) p kanallı azalan tip MOSFET (d) p kanallı çoğalan tip MOSFET Şekil 7.6. MOSFET Sembolleri MOSFET sembollerinden görüleceği gibi JFET’lerden ayıran, MOSFET’ lerde SUBSTRATE (SS,Bulk,Altkatman) terminalinin bulunmasıdır. 7.1.5. MOSFET’İN ÇALIŞMASI A) AZALAN (BOŞLUK ŞARJLI, DEPLETION) TİP MOSFET D G S Metal Silikon Nitrat Silikon Oksit SS Şekil 7.7 Azalan Tip MOSFET’in Yapısı Şekil 7.7’de taban malzeme (gövde) P-tipi madde alınmıştır. Bu P-tipi maddenin uygun yerlerinde N tipi bölgeler oluşturulmuş ve aralarına ince bir kanal yerleştirilmiştir. Bu yapının üstü silikon oksit tabakası ile tamamen kaplanmıştır. Ancak bu tabakanın havadaki sodyumdan etkilenebileceğinden bunun üzeri ikinci tabaka olan silikon nitrat ile kapatılmıştır. N maddelerinden çıkartılan uçların adı Drain ve Source’dur. Drain ve Source uçları, silikon tabakalarından delik açılarak metalik irtibat sağlanmıştır. Drain ve Source uçları, N-tipi bölge ile doğrudan irtibatlı olduğu halde Gate ucu yarıiletkenden yalıtılmış, izole edilmiş haldedir. Burada Gate ucuna uygulanan gerilim sıfır volt olduğunda Drain ve Source uçları arasında belirli bir akım akar. Çünkü, D ve S birbiriyle irtibatlıdır. G terminaline (+) gerilim uygulandığında, N-tipi maddeler arasında mevcut olan kanal genişleyeceğinden D-S arasından geçen akım artar. G terminaline (-) gerilim uygulandığında kanal daralarak akım azalır. Şekil 7.7’de kanal N-tipi maddeden yapıldığı için N-kanallı azalan tip MOSFET’tir. Kanal P-tipi maddeden de yapılabilir. D-S arasından geçen akım kanaldan geçer. Gate’e uygulanan gerilim ile kanaldan geçen akım kontrol edilir. N-kanallı azalan tip MOSFET’te Gate ile Source (-), Drain(+ ) polaritedir. Azalan tip MOSFET’te Gate voltajı sıfır iken Drain akımı vardır. Gate’e uygulanan (-) voltajla kanal iletkenliği dolayısıyla akım azaldığı için azalan tip MOSFET olarak adlandırılır. B) ÇOĞALAN (ENHANCEMENT) TİP MOSFET D G S Metal Silikon Nitrat Silikon Oksit SS Şekil 7.8 Çoğalan Tip MOSFET’in Yapısı Çoğalan tip MOSFET’in azalan tipten farkı iki N-tipi bölgenin arasında kanal olmamasıdır. Burada da Source(S) ve Drain (D) uçları, N-tipi bölgelerle doğrudan temas halinde oldukları halde Gate (G) ucu yarıiletken malzemeden izole edilmiş durumdadır. G ucuna herhangi bir gerilim uygulanmadığı sürece S ve D uçları arasından bir akım akmaz. G ucunun bulunduğu metal parça ile P-tipi gövde bir kondansatör özelliği gösterir. Çünkü, iki iletken bir yalıtkan kondansatörü meydana getirir. G ucuna (+) gerilim uygulandığında, kapasite özelliğinden dolayı P-tipi gövdede iki N-maddenin yanında (-) yükler toplanır. (Şekil7.9) Şekil 7.9 P tipi gövdede ( - ) yüklerin toplanması Böylece iki N-tipi madde arasında doğal olarak bir kanal oluşur. Bu durumda akım akışı başlar. Gate’e uygulanan (+) gerilimin arttırılması halinde, iki N-tipi madde arasında oluşan (-) yükler çoğalarak P-tipi gövde içerisinde oluşan bu kanalın genişlemesine sebebiyet verir. Böylece S ve D uçları arasında akan akım artar. Dolayısıyla, S ve D uçları arasında akan akım, Gate’e uygulanan gerilim ile kontrol edilebilir. Gate ucuna gerilim uygulanmadığı sürece S ve D arasından akım akmaz. 7.1.6. MOSFET’İN KARAKTERİSTİKLERİ A) AZALAN (BOŞLUK ŞARJLI, DEPLETION) TİP MOSFET : R1 R1 RD RD V1 VGS V1 VDS VGG VGS VDS VDD VGG Şekil 7.10 n-kanallı azalan tip MOSFET devre bağlantısı Şekil 7.11 p-kanallı azalan tip MOSFET devre bağlantısı Id(mA) Id k 1V 0V -1 V Id=Idss(1-Vgs/Vp)2 Idss Vds(V) Vgs Vp Şekil 7.12 Şekil 7.13 Şekil 7.12’de görüldüğü gibi Vgs’nin negatif değeri arttırıldığı takdirde, belli bir gerilimde artık Id akmaz. Bu gerilime kritik gerilim (Vp) denir. k eğrisine kadar her bir eğri Vp (pinch-off) gerilimine ulaşıncaya kadar Drain akımı da artar. Bu değerden sonra gerilim artışına rağmen akım sabittir. Transfer karakteristiğinde gösterilen Id=Idss(1-Vgs/Vp)2 formülü, MOSFET’lerde geçerlidir. B) ÇOĞALAN (ENHANCEMENT) TİP MOSFET : R1 R1 V1 VGG RD VGS RD V1 VDS VDS VGS VDD VGG VDD Şekil 7.14 Çoğalan tip MOSFET’lerde devre bağlantıları Gate uygulanan negatif gerilimin azaltılması halinde Id akmayacaktır. Yine diğer elemanlarda olduğu gibi, belli bir voltaj değerinden sonra, voltajın artmasına rağmen akım artmayacaktır (Saturasyon). Çoğalan tip MOSFET’ler daha küçük boyutlarda olduğu için entegre devreler için uygundur. Azalan tip MOSFET’te drain-source doyma akımı 10mA, Vp = - 4 V’ tur. Drain akımını; a) Vgs = 0 V b) Vgs = -3 V gate-source gerilimleri için hesaplayınız. a) Id = Idss (1-Vgs/Vp)2 = 10 (1- 0 / (-4) ) 2 = 10 mA b) Id = Idss (1-Vgs/Vp) 2 = 10 (1- (-3) / (-4) ) 2 = 0,625 mA Azalan tip MOSFET’in parametreleri Idss= 12 mA, Vp= -3 V, Vgs= 0 V’ tur. Elemanın geçiş iletkenliğini bulunuz. gm = 2 Idss Vgs (1 − ) Vp Vp gm = 0 12 ) =8 milisiemens (1 − −3 −3 7.1.7 JFET’LE YAPILAN YÜKSELTEÇ DEVRESİ Transistörlerde olduğu gibi, JFET’li yükselteçler; Source’u ortak, Drain’i ortak, Gate’i ortak olarak tertiplenir. Şekil 7.15 Source’u ortak yükselteç devresi Şekil 7.15’de source’u ortak yükselteç devresi görülmektedir. Bu devrede Rs direnci, uygun değerlikte bir kondansatör ile AC açıdan kısa devre edilirse o zaman gerilim kazancı Av = gm. Rd olur. Emiteri ortak yükselteçte olduğu gibi giriş ile çıkış arasında 1800 derece faz farkı vardır. Source’u ortak yükselteçte, kaynak direncini AC açıdan kısa devre edecek kondansatörün değeri devrenin çalışacağı en düşük frekansta, Xcs = (Rs / 10) olacak şekilde seçilmelidir. Bilindiği gibi ; Xcs = (1 / 2πfCs)’dir. Cs kondansatörünün varlığı, devrenin AC gerilim kazancının artmasına yol açar. Ancak, AC bakımdan negatif geri besleme ortadan kalktığı için, devre doğrusallık ve bozulma (distorsiyon) bakımından kötüleşir. 7.1.8 MOSFET’LE YAPILAN YÜKSELTEÇ DEVRESİ Şekil 7.16 MOSFET’le Yapılan Yükselteç Devresi Şekil 7.16’da Source’u ortak yükselteç devresi görülmektedir. MOSFET’in giriş empedansı JFET’e oranla çok daha fazladır. Devrenin gerilim kazancını fazlalaştırmak için Rs direnci bir kondansatör ile AC kısa devre edilebilir. Ancak bu durumda, gerilim kazancı artmakla birlikte, devrenin doğrusallığının bozulacağı hatırdan çıkarılmamalıdır. Devrenin AC gerilim kazancı, Rd ile doğru, Rs ile ters orantılıdır. 7.1.9 UNI JUNCTION TRANSİSTÖRÜN ÇALIŞMA PRENSİBİ Tek eklemli (uni junction, UJT) elemanlar özel yarı iletkenlerden ilkidir. Esas olarak voltaj kontrollü elektronik bir anahtardır. Yüksek bir dirençten (anahtar açık) alçak bir dirence (anahtar kapalı) geçebilir. Base 2 Emiter Base2 Emiter p n Base1 Base 1 (a) (b) Base 2 Emiter Base 2 Emiter Base 1 Base 1 (c) (d) Şekil 7.17 Tek Eklemli Transistör (UJT) Şekil 7.17 (a) da UJT’nin yapısı gösterilmiştir. n tipi madde içerisine eritilerek birleştirilen p tipi maddeden bir parça transistörün emiteridir. Ana parçanın zıt uçlarına irtibatlanan omik kontaklar BASE-1 ve BASE-2 olarak adlandırılır. BASE-2 terminaline emiter daha yakındır. Diğer tip UJT’ de p-tipi maddeden yapılmış bir ana parça ve n-tipi emiter kullanılır. Ana parça veya çubuk yarıiletken olduğundan belli bir dirence sahiptir. Şekil 7.17 (b) de üç terminalin eşdeğer devresini göstermektedir. n-tipi çubuk BASE-1 ve BASE-2 arasında bir direnç olarak görünür. Bu direnç Base’ler arası (INTERBASE) direnç diye adlandırılır. Değerleri 5 KΩ ile 20KΩ arasında olur. p-tipi emiterin n-tipi çubukla birleşmesi bir P-N eklemini oluşturur. Şekil 7.17 (c) de n-tipi UJT, (d) de ise p-tipi UJT’ nin sembolü görülmektedir. +20V B2 R2 +10V R1 +20V E C High Impedance B1 B2 R2 12,8V +3,1V R1 REVERSE BIAS “OFF A E C 3V Low Impedance B1 FORWARD BIAS “OFF B Şekil 7.18 UJT’nin Eşdeğer Devresi Şekil 7.18 (a) da katottaki bir UJT’nin eşdeğer devresini göstermektedir. R1 ve R2 emitere pozitif 10V temin ettiğinden emiter eklemi ters bayaslıdır. B1 ve B2’ye akım akışı mevcuttur. Emiterdeki voltaj C noktasındaki voltajı aştığı zaman eklem doğru bayaslanmış ve buna bağlı olarak UJT ateşlenmiş veya ON yapılmış olur. Burada R1 ve R2 emiter voltajını değiştirebilen herhangi bir elemanı temsil eder. R1’in değerini attıralım. Bunun neticesinde R1 üzerindeki voltaj artarak tek eklemli transistörü doğru yönde bayaslanacak ve transistör ateşlenecektir. Şekil 7.18 (b) ye göre doğru bayaslandığında emiterle B1 arasındaki direnç alçak bir değere düşecektir. Dirençteki azalma C noktasındaki voltajın alçak bir değere düşmesine neden olur. (3 Volt) Alçak değerdeki emiter –B1 arası direnci ise kapalı bir anahtar gibi etki yaparak eklem üzerinden büyük değerde bir akım akışına neden olur. Akım, B1’den emitere ve R2 üzerinden VBB’ ye doğru akacaktır. R2 üzerindeki bu büyük akım E noktasındaki voltajın +3,1 V’ a düşmesine neden olacaktır. Diyod doğru bayaslanarak, UJT “ON” konumunda kalacaktır. “ON” durumunda (doğru bayaslı) UJT saturasyonda çalışır. R1 direnci azaltılırsa doğru bayas ortadan kalkarak UJT “OFF” konumuna geçer. “ON” durumundan “OFF” durumuna veya tersi durumu için gerekli olan zamana “Anahtarlama Zamanı” denir. UJT, yalnızca voltaj kontrollü bir anahtardır. Bir anahtar veya kontrol elemanı gereken herhangi bir uygulamada kullanılabilir. 7.1.10 UJT İLE YAPILAN RELAKSASYON (RELAXTİON) OSİLATÖRÜ Bir kondansatör veya bobinin bir direnç üzerinden yavaş yavaş şarj ve süratle deşarj olmasıyla sinüsoidal olamayan bir dalgayı üreten osilatörlere relaksasyon osilatörler denir. VE VBB Vp R R2 t VÇ VE VÇ C R1 t Şekil 7.19 UJT’li relaksasyon osilatörü UJT’ nin oluşturduğu en önemli devre relaksasyon osilatörüdür. Başlangıçta C kondansatörü boş varsayılsın. UJT çalışmaz durumdadır. C kondansatörü R direnci üzerinden dolmaya başlasın. Kondansatör üzerindeki gerilim Vp değerine ulaştığında UJT tetiklenerek çalışır ve RB1 direnci aniden azalır. IE akımı artar. IE akımını R1 direnci sınırlar. C üzerindeki gerilim belli bir değere düştüğünde UJT çalışmaz durumuna girer ve IE = 0 olur. Bu andan itibaren C kondansatörü yeniden R üzerinden VBB gerilimine doğru dolmaya başlar. Vp değerine ulaştığında anlatılan olaylar yinelenir. Bu durumda B1 üzerinden çıkış işareti darbeler şeklinde olacaktır. Relaksasyon osilatörünün frekansı RC zaman sabitine bağlıdır ve yaklaşık değeri; f = 1 / RC olarak ifade edilebilir. 1 MHz’e kadar olan sinyaller bu osilatörlerden elde edilir. 7.1.11 SİLİKON KONTROLLÜ DOĞRULTMAÇ Silikon kontrollü doğrultmaç (silicon controlled rectifier SCR), dört yarı iletken tabakasından oluşmuş olup, Anot, Katot ve Gate adlarında üç terminale sahiptir. SCR’nin diğer adı tyristor’dur. Tyratron ve transistöre benzer bir şekilde çalıştığı için iki kelimenin karışımı olan “Thyristor” olarak bilinir. Bir SCR’nin klasik diyoddan farkı şudur : Klasik bir diyodun A-K uçları arasına uygulanan gerilim 0,6V’ a ulaştığında diyod iletkenleşir. SCR’ de ise bu değer sabit değildir. Anod A p n Gate p n G K Katod Şekil 7.20 SCR’nin yapısı ve sembolü. Gate ucundan akan akımın değerine bağlı olarak A-K arasındaki eşik geriliminin değeri değiştirilebilir. Gate ucu açık olduğunda SCR’nin iletkenleşebilmesi için gerekli gerilim değeri, max eşik değerini verir ve VEM ile gösterilir. IG akımı, değiştirilerek VE1 ve VE2 ... gibi değişik eşik gerilimleri sağlanabilir. Gate akımı düşük değerli olduğundan bir SCR devresinde düşük güç ile çok büyük güçleri kumanda etmek mümkündür. Anot akımı birkaç amper olan SCR’lerin yanı sıra birkaç yüz amper olan değişik tipte SCR’ler vardır. I Çalışma Akımı Tutma Akımı VEM Düz Sızıntı Akımı ( Düz Kırılma Gerilimi ) Ters Kırılma Gerilimi Şekil 7.21 SCR’nin I-V karakteristiği V Şekil 7.21’de IG = 0 iken akımı akım-gerilim grafiği görülmektedir. SCR yalıtkan durumda iken, ister düz ister ters polarmalandırılmış olsun, içinden çok az bir sızıntı akımı akar. Ters polarlama gerilimi SCR’nin “ters kırılma gerilimine” ulaştığında sızıntı akımı aniden artar. Bu istenmeyen bir durumdur. Düz polarmada, polarma gerilimi “düz kırılma gerilimine” ulaştığında ise SCR iletkenleşerek içinden büyük bir akımı geçirebilir. Bu sırada SCR’nin A-K uçları arasındaki direnç çok küçülmüştür. Şu halde, A-K uçları arasına uygulanan gerilim değeri VEM’den küçük ise SCR yalıtkan, büyük ise iletken olacaktır. Bir başka ifadeyle, SCR anahtar gibi çalışmaktadır. SCR iletkenleştikten sonra, bu durumunu, içinden geçen akım “tutma akımı” na eşit veya büyük olduğu sürece korur. Aksi halde yalıtkan durumuna döner. Gate akımı vasıtasıyla SCR’nin üzerindeki gerilim değeri “düz kırılma gerilimine” varmadan iletkenleşmesi mümkündür. Gate-Katod birleşim yüzeyi düz polarlandırılmak suretiyle “düz kırılma gerilimi” düşürülmüş olur. SCR iletken olduktan sonra artış kapı akımının herhangi bir etkisi kalmaz. SCR içinden geçen akım “tutma akımı” ndan büyük olduğu sürece iletkenliğini korur. A-K arasındaki gerilim, “tutma akımı” ndan daha küçük bir akım akıtacak seviyeye indiğinde SCR yalıtıma geçer. SCR’ler, çıkış akımı kontrol edilebilir doğrultmaç olarak AC devrelerde uygulanırlar. 7.1.12 TRİSTÖRLE YAPILAN GERİLİM KONTROL DEVRESİ Şekil 7.22’ deki devrede yüke yollanan gerilim kontrol altına alınabilir. Burada Gate akımı DC’dir. DC gate akımı vasıtasıyla SCR’nin “düz kırılma gerilimi” düşürülür. SCR’nin uçları arasına uygulanan AC gerilim değeri, pozitif yönde değeri düşürülmüş “düz kırılma gerilimine” ulaştığında SCR iletkenleşir. Bu gerilim değeri ve dolayısıyla da yükten geçen akımın ortalama değeri, kapı akımı vasıtasıyla kontrol altına alınabilir. Şekil 7.23 SCR’li uygulama Şekil 7.22 SCR’li uygulama Bir SCR’nin A-K uçları arasına AC gerilim uygulanabilir. Bu durumda gate akımı AC veya DC olabilir. Bu durumda SCR’yi gerektiğinde yalıtkan yapabilmek için A-K devresine çeşitli ilavelerin yapılması gerekir. Gate akımı yine AC ve DC olabilir. Şekil 7.23’teki devrede SCR’nin gate kumandası, UJT ile yapılan relaksasyon osilatörü yardımıyla gerçekleştirilmiştir. Köprü diyotlar girişteki AC sinyali tam dalga haline getirir. C noktasında sıfırdan başlayıp zener gerilimine kadar yükselip bir süre bu seviyede kalan ve sonra tekrar sıfıra inen bir gerilim şekli vardır. C noktasındaki gerilim zener gerilimine yükselirken ve zener gerilimine ulaştığında R direnci üzerinden C kondansatörünü şarj eder. C üzerindeki gerilim belirli bir değere ulaştığında UJT tetiklenir ve R1 üzerinde bir darbe oluşur. Bu darbe SCR’yi iletken yapar. Bu sırada C noktasındaki gerilim, zener geriliminin altına inip sıfıra doğru gitmeye başlar. C üzerindeki gerilim de sıfıra iner. Olaylar böyle devam eder. R ve C değerleri, SCR’nin daha erken ya da daha geç iletkenleşmesine kumanda ederler. Relaksasyon osilatörünün, SCR’nin uçlarına uygulanan aynı AC kaynaktan beslenmesi senkronizasyonu temin içindir. 7.1.13 TRİYAK VE UYGULAMALARI Triyak, çalışma prensibi bakımından SCR’ye benzer. Fakat, çift yönde iletim sağlaması yönünden SCR’den ayrılır. A1 Triyak çift yönde akım geçirdiğinden açları A1, A2 ve Gate olarak isimlendirilir. Triyak tetiklemesinde hem pozitif hem de negatif gerilimler kullanılır. Triyak tetiklemelerinden en uygun olan seçenekler; -A2 ucu (+) iken G ucundan (+) tetikleme verilerek -A2 ucu (-) iken G ucundan (-) tetikleme verilerektir. A1 G A2 Şekil 7.24 Triyak sembolü SCR’de olduğu gibi, triyakta da G ucundan tetikleme DC ve AC gerilim ile yapılabildiği gibi, faz kontrolüne olanak veren, darbelerle de yapılabilir. A P1 1M 15 V(rms) 50 Hz. Diyak C 0.1 Triyak R2 100 B Şekil 7.25 Triyaklı güç kontrol devresi Şekil 7.25’teki devrede R1, P ve C’den oluşan devre zamanlamayı sağlar. Giriş sinyali arttığı zaman kondansatör üzerindeki gerilim de artmaya başlar. Kondansatör üzerindeki gerilim diyağın kırılma gerilimine ulaştığında diyak iletken olur. Kondansatör, diyak ve triyakın gate ucu üzerinden boşalır. Bu sırada oluşan darbe, triyakı iletkenleştirir. A-B arası, triyak üzerinden kısa devre olur. bu yüzden triyak iletken olduğu sürece kondansatör üzerindeki gerilim sıfıra yakındır. Girişteki AC gerilimin (+) alternansı bittiğinde triyak yalıtkanlaşır. (-) alternans sırasında kondansatör bu defa ters yönde dolmaya başlar. Belirli bir gerilim değerinde diyakı iletkenleştirerek triyakı tetikler. Triyakın iletkenliği (-) alternans sonunda son bulur. Eğer lamba üzerinden geçen akımı azaltmak istersek, P’nin değeri büyütülerek kondansatörün daha yavaş dolması ve diyakın daha geç iletkenleşerek triyakı daha geç tetiklemesi sağlanır. Böylece iletken kalma açısı azaldığı için, devrede dolaşan akımın ortalama değeri azalır. BÖLÜM VIII ÖZEL TİP YÜKSELTEÇLER Özel tip yükselteçlerde dar bant ve geniş bantlı yükselteçler işlenecektir. Dar band yükselteçler genelde alıcı-verici devrelerinde kullanılıp, frekans bandı dar olan sinyallerin yükseltilmesinde kullanılır. Geniş bantlı yükselteçler ise birkaç Hz’den başlayıp birkaç MHz’e kadar olan sinyallerin yükseltilmesinde kullanılır. 8.1 DAR BANT YÜKSELTECİ Dar bant yükseltecine en iyi örnek alıcı devrelerinde kullanılan transistörlü RF yükseltecidir. Anten T2 T1 Q1 C4 Frekans Seçici C1 R3 C4 R4 C5 R2 R1 C2 +Vcc Şekil 8.1 Transistörlü RF yükselteci Şekil 8.1’deki yükselteç, emiteri ortak olarak tertiplenmiştir. T1 transformatörünün primeri, C1 kondansatörüyle paralel tank devresini oluşturur. C1 kondansatörüyle seçilen sinyal T1 transformatörünün sekonderi vasıtasıyla Q1’in beyzine uygulanır. Yükseltilmiş sinyal C4 ve T2’ nin primerinden oluşan tank devresi üzerinde görülür. Anten ve kollektör devreleri seçiciliği arttırmak için aynı frekansta rezonansa gelecek şekilde ayarlanır. Seçicilik herhangi bir devrenin, bir frekans veya frekans bandını seçme, diğer frekansları atma kabiliyetidir. Genellikle iki veya daha fazla R-F yükselteç kademesi birinin çıkışı diğerinin girişi olacak şekilde arka arkaya irtibatlandırılır (Kaskad). Dar bant yükselteçleri, sistemin seçicilik ve hassasiyetini meydana getiren rezonans devreleri kullanırlar. Kuplaj devreleri, yüksek Q ve empedans uygunluğu gibi karakteristikleri sağlayan rezonans tank devrelerini içerirler. 8.2 GENİŞ BANT YÜKSELTEÇLERİ Yükseltme sistemlerindeki bazı uygulamalar, sinüsoidal olmayan sinyallerin yükseltilmesidir. Sinüsoidal olmayan sinyaller, testere dişi sinyal gibi ana frekans ile onun çok sayıdaki harmoniklerini içerirler. Yükseltme sistemi, ana frekans ve harmoniklerinin tamamını eşit olarak yükseltmelidir. Bu tip yükseltme yapan sistemlere geniş band (video) yükselteci denir. 8.2.1 KARE DALGA KARAKTERİSTİĞİ A B F C 3F D F+3F E 5F F F+3F+5F G Şekil 8.2 Kare dalgayı meydana getiren harmonik frekanslar Geniş bant yükselteçlerinin kullanım amacını anlamak için kare dalganın oluşumunu açıklamak gerekir. Kare dalga, pozitif ve negatif olmak üzere eşit ve sabit genlikteki alternansın periyodik olarak tekrarlanmasıyla oluşan bir dalga çeşididir. Mükemmel bir kare dalganın yan kenarları dik, üst ve alt kısımları da düzgün yatay hatlar şeklindedir. Kare dalganın yan kenarları bir değerden diğer bir değere hızlı bir şekilde değişir. Bundan dolayı yan kenarlar kare dalganın yüksek frekansını temsil eder. Kare dalganın düzgün alt ve üst kısımları değişiklik göstermedikleri (veya yavaş bir değişme) için alçak frekansı temsil ederler. Bir kare dalga belirli faz ve genlik münasebetindeki ana frekans ve sonsuz sayıdaki tek sayılı harmoniklerden oluşur. Sinüs ana frekansının bir saykılı, kare dalganın bir saykılı ile aynı zaman aralığında tamamlanır. Bu durumda frekanslar aynıdır. Sinüsün ana frekansı (B) de olduğu gibi temsil edilir. 3. harmonik ana frekansın üç mislidir. (C) ana frekansın 3. harmonikle birleşmesi sonucunda (D) de görülen şekil üretilir. Ana frekansın 5. harmoniği (E) de gösterilmiştir. 5. harmoniğin (D) deki şekil üzerine ilave edilmesiyle elde edilen dalga (F) de olduğu gibidir. Bu sinyal kare dalgaya çok benzemektedir. Bu olaylar böyle devam ettirilirse, (G) deki dalga şekline ulaşılır ki bu dalga çok geniş frekans bandından oluşmuştur. Şayet, kare dalga yükseltilmek istenirse, yükseltecin bütün frekansları eşit olarak yükseltmesi gerekir. Kare dalgada dikkate alınması gereken diğer bir husus, harmoniklerin faz ve genlik münasebetleridir. Örneğin, 3. harmonik ana frekans genliğinin 1/3’i, 5. harmonik ana frekans genliğinin 1/5’i, 7. harmonik ana frekans genliğinin 1/7’i genliğinde olmalıdır. Ana frekans ile bütün harmonikler aynı fazda olmalıdır. 8.3 GENİŞ BANT YÜKSELTECİNİN ÇALIŞMA PRENSİBİ Şekil 8.3 Basitleştirilmiş geniş band yükselteci Bir video (geniş bant) yükseltecinin frekans sahası birkaç Hz’den birkaç MHz’e kadardır. Geniş band sahası elde etmenin bir yolu küçük yük direnci kullanmaktır. Kazanç Büyük RL BW 0.707 Küçük RL Frekans BW Şekil 8.4 Yük direncine bağlı olarak değişen frekans-response eğrisi Şekil 8.3’ de basitleştirilmiş şematik diyagram ile şekil 8.4’ de RL nin büyük veya küçük olması halinde frekans-response eğrilerini göstermektedir. RL’nin küçültülmesiyle, yarım takat noktaları birbirinden uzaklaşır ve BW büyür. 8.4 DİFERANSİYEL YÜKSELTEÇLER Vi1 Vi2 1 3 2 4 Vo1 Vo2 Şekil 8.5 Temel diferansiyel yükselteçlerin blok ve devre şeması Diferansiyel (fark) yükselteci çok çeşitli uygulamalarda kullanılan özel bir devre türüdür. Fark yükseltecinde iki ayrı giriş (1 ve 2) ve iki ayrı çıkış (3 ve 4) ucu vardır. Sinyaller, giriş uçlarından birine veya her ikisine birden uygulanılabilir ve çıkış gerilimleri, her iki çıkış ucunda da görülecektir. Girişler, iki ayrı transistörün beyzine uygulanır. V01 ve V02 çıkış uçlarının tek ya da iki giriş sinyalinden etkilenmesini sağlamak için transistörlerin emiterleri, ortak bir emiter direncine bağlanmıştır. Çıkışlar, transistörlerin kollektör uçlarından alınmaktadır. Yükselteç tek bir gerilim kaynağıyla da çalışabilir. 8.5 İŞLEMSEL YÜKSELTEÇLERE GİRİŞ İşlemsel yükselteçler (operational amplifier, OP-AMP) 1960’lı yılların sonlarına doğru kullanılmaya başlanmıştır. 741 veya 747 gibi entegre şeklinde üretilirler. OP-AMP, çok yüksek kazançlı bir DC yükselteçtir. Çok geniş bir kullanım alanı vardır. 8.6 İŞLEMSEL YÜKSELTEÇLER Tersleyen Giriş _ Çıkış Terslemeyen Giriş + Şekil 8.6 Temel OP-AMP sembolü Şekil 8.6’da temel OP-AMP sembolü gösterilmiştir. Bu sembolde gösterilmeyen bir de besleme voltaj uçları bulunur. Genel olarak bir OP-AMP’ın iki giriş, bir çıkış, iki de besleme kaynağı ucu bulunur. Sembolde, (-) işaretli giriş ucu tersleyen (eviren, inverting), (+) işaretli giriş ucu ise terslemeyen (evirmeyen, non-inverting) giriş ucudur. (-) işaretli giriş ucuna sinyal uygulandığında çıkıştan 180° faz farklı bir çıkış sinyali alınır. Giriş sinyali (+) işaretli giriş ucuna uygulandığı zaman çıkışla giriş arasında faz farkı olmaz. OP-AMP, 5 önemli özelliğe sahiptir. Bunlar; • • Kazancı çok fazladır (örneğin 200.000) • Çıkış empedansı sıfıra yakındır • Giriş empedansı çok yüksektir (5 MΩ) • Band genişliği fazladır (1 MHz) Girişe 0 V uygulandığında, çıkıştan yaklaşık 0 V elde edilir. OP-AMP’ın iki kazancı vardır. Bunlar açık çevrim ve kapalı çevrim kazancıdır. Kapalı çevrim kazancı, devreye harici olarak bağlanan geri besleme direnci ile belirlenir. Açık çevrim kazancı ise OP-AMP’ın kendi kazancıdır. Yani direnç ile belirlenemeyen kazancıdır. Her ne kadar OP-AMP’ın kazancı yaklaşık 200.000 gibi bir değerde olmasın rağmen bu kazanç OP-AMP’a uygulanan besleme voltajına bağlıdır. Örneğin, bir OP-AMP’ın besleme voltajı ± 12 V ve girişe 1 V yükseltilmek üzere bir giriş sinyali uygulansa, OP-AMP’ın özelliğine göre çıkıştan bu kazanca orantılı olarak 200.000 V alınmaz. Çünkü, besleme voltajı ± 12 V kullanılmışsa çıkıştan en fazla 12 V alınır. Burada, açık çevrim kazancını etkileyen en önemli faktör besleme voltajının değeridir. OP-AMP’ın diğer özelliği 5 MΩ’a ulaşan giriş empedansıdır. Giriş empedansının bu kadar büyük olması bağlı olduğu sinyal kaynağını ve bir önceki devreyi yüklememesi, küçük bir giriş akımı ile kumanda edilmesi gibi üstünlükleri vardır. OP-AMP’ın çıkış empedansı idealde 0 iken pratikte bu değer 100-150 Ω arasındadır. OP-AMP’ın çıkış empedansının küçük olması, çıkış akımını arttırarak kısa devrelerden zarar görmesini sağlar. OP-AMP’ın band genişliği 1MHz civarındadır. OP-AMP’a uygulanan sinyalin frekansı yükseldikçe kazanç düşer. DC ve DC’ye yakın sinyallerde OP-AMP’ın kazancı yaklaşık 200.000’dir. OP-AMP’ın statik çalışmasında yani girişte sinyal yokken çıkışın 0 V olması gerekir. Ancak pratikte giriş uçları arasında, çok küçük de olsa offset gerilimi oluşur. Bu küçük gerilim, OP-AMP’ın kazancı ile çarpılarak çıkışa aktarılır. Bu nedenle, OP-AMP entegrelerinde offset sıfırlama uçları kullanılır. Şekil 8.7 Offset gerilimin sıfırlanması Yüksek performans gereken yerlerde şekil 8.7’de görüldüğü gibi harici bağlantılarla OP-AMP çıkışı başta iken sıfır yapılır.741 entegresinin 1 ve 5 nolu uçlarına bir potansiyometre bağlanarak, orta ucu (-) voltaj kaynağına bağlanır. 8 7 6 5 741 _ 1 + 2 3 4 Şekil 8.8 741 entegresi Şekil 8.8’de 741 entegresinin iç bağlantı şeması gösterilmiştir. Burada; 1 nolu uç, offset sıfırlama 2 OP-AMP’ın tersleyen giriş ucu 3 OP-AMP’ın terslemeyen giriş ucu 4 (-) V, negatif besleme voltajı 5 Offset sıfırlama 6 OP-AMP çıkışı 7 (+) V, pozitif besleme voltajı 8 NC (not connected), boş uçtur. IC 747’de ise 2 adet OP-AMP devresi bulunur. Şekil 8.9 OP-AMP’ ların beslenmesi Bir OP-AMP’a ± 5 V, ± 12, ± 15, ± 18 V gibi besleme voltajı verilebilir. OP-AMP’ın AC sinyal yükseltmesinde tek güç kaynağı kullanmak yeterlidir. Genellikle OP-AMP’lar simetrik kaynaktan beslenirler. 8.7. OP-AMP’IN KULLANILDIĞI YERLER 8.7.1 OP-AMP’IN FAZ ÇEVİREN YÜKSELTEÇ (INVERTİNG AMP.) OLARAK KULLANILMASI Rf If Vi R1 x Vo Ii Şekil 8.10. Faz çeviren yükselteç OP-AMP’ın giriş empedansı çok yüksek olduğundan (+) ve (-) giriş uçlarından nA seviyesinde akım geçer. Giriş empedansı sonsuz olarak kabul edilirse, (+) ve (-) giriş uçlarındaki voltaj farkı da sıfır olacaktır. Bundan dolayı OP-AMP’larda devreye giren akım, elemana girmez kabul edilir. Şekil 8.10’da akım yönleri bu kurala göre çizilmiştir. Şekil 8.10’daki devrede giriş sinyali OP-AMP’ın (-) ucu olan faz çeviren girişine uygulandığı için devrenin adı faz çeviren yükselteç’tir. Bu devrede, R1 giriş direnci, Rf ise geri besleme direncidir. OPAMP’a harici dirençler bağlandığı için kapalı çevrim kazancı söz konusudur. Direnç değerleri ise bu dirençlerin değerine bağlıdır. Kirchhoff’ un akımlar kanununa göre, Ii = If’ dir. Ii = Vi − VX R1 Ii = If = Vi olur. R1 (Vx = 0 olduğundan) VX − V0 (Vx = 0 olduğundan) Rf If = − V0 Rf olur. Ii = If olduğundan Vi V =− 0 R1 Rf olur. Rf V0 =− Vi R1 bulunur. − V0 R1 = Vi R f ‘ den Çıkış voltajının giriş voltajına oranı, yükseltecin gerilim kazancını vereceğinden; Av = − Rf R1 elde edilir. Formüldeki (-) işareti girişle çıkış arasında 180° faz farkı olduğunu gösterir. Av = − R R1 formülüne göre Rf = R1 olarak seçilirse yükseltecin kazancı –1’e eşit olur. Girişe uygulanan sinyalin sadece polaritesini değiştirir. Faz çeviren yükselteç devresinde Rf = 100 K, R1 = 25 K ise gerilim kazancını bulunuz. Av = − Rf R1 =− 100 K =-4 25 K Faz çeviren yükselteç devresinde Rf = 500 K, R1 = 100 K’ dır. Vi = -2 V’luk giriş için çıkış gerilimi ne olur ? V0 = − Rf R1 Vi = − 500 K (−2) = +10V 100 K 8.7.2 OP-AMP’IN FAZ ÇEVİRMEYEN YÜKSELTEÇ OLARAK KULLANILMASI (NON-INVERTING AMP.) Vi=0 Rf Vi R1 Vo Şekil 8.11 Faz çevirmeyen yükselteç ve eşdeğer devresi Faz çevirmeyen yükselteç devresinde, giriş sinyali OP-AMP’ın (+) giriş ucuna uygulanır. Dolayısıyla çıkış ile giriş arasında faz farkı bulunmaz. İdeal bir OP-AMP’ın giriş empedansı sonsuz olduğundan, (+) ve (-) giriş uçlarındaki potansiyel fark 0’dır. Eşdeğer devreye göre Vi gerilimi, R1 üzerinde düşen gerilime eşittir. Vi = R1 V0 R1 + R f Bu formülde Vo / (R1 + Rf) eşitliği R1 ve Rf’den geçen akımı temsil eder. Bu değer R1 ile çarpılırsa giriş gerilim değeri bulunur. Vi = R1 V0 R1 + R f Vi R1 = V0 R1 + R f eşitliğinde her iki tarafı Vo’ a bölersek; olur. Rf V V0 R1 + R f = ⇒ 0 =1+ R1 V1 R1 Vi Av = 1 + Rf R1 olarak bulunur. . Şekil. 8.12 Faz çevirmeyen yükselteçler Şekil 8.12’de gösterilen devreler de aynı zamanda faz çevirmeyen yükselteçlerdir. Şekildeki faz çevirmeyen yükseltecin kazancını bulunuz. Av = 1 + Rf R1 =1+ 200 K =5 50 K Faz çevirmeyen yük. devresinde Rf = 200 K, R1 = 50 K, ve Vi = 3 V ise V0 = ? Rf V0 V 200 =1+ ⇒ 0 =1+ ⇒ Vo = 15Volt Vi R1 3 50 8.7.3 OP-AMP’IN GERİLİM İZLEYİCİ OLARAK KULLANILMASI (VOLTAGE FOLLOWER) Vi = 0 Vi Şekil 8.13 Gerilim izleyici ve eşdeğer devresi Vo Bu devre, gerilim kazancının 1 ve giriş çıkış işaretinin aynı fazda olduğu bir yükselteçtir. Eşdeğer devrede görüleceği gibi Vo = Vi’ dir. Emiter izleyici devreye çok benzer. Bu devrenin giriş empedansı yüksek, çıkış empedansı düşük olduğundan empedans uygunlaştırmada kullanılır. Gerilim izleyici devrede Av = 1 dir. 8.7.4 OP-AMP’IN TOPLAR YÜKSELTEÇ OLARAK KULLANILMASI (SUMMING AMP.) Şekil 8.14 Toplar yükselteç Toplar yükselteç, inverting yükselteç gibi çalışmaktadır. Rf’den geçen akıma If, R1’den geçen akıma I1, R2’den geçen akıma ise I2 dersek; If = I1 + I2 I1 = V 1 − Vx R1 , I2 = V 2 − Vx R2 , If = ( Vx = 0 olduğu için ) I1 = V1 V2 , I2 = R1 R2 I 1 + I 2 = If V1 V 2 V0 + =− Rf R1 R 2 , If = − Vo Rf Vx − Vo Rf Vo = − ⎛⎜ Rf Rf ⎞ V 1 + V 2 ⎟ olarak bulunur. R2 ⎠ ⎝ R1 Vo = − (V 1 + V 2 ) olur. Eğer, Rf = R1 = R2 olarak seçilirse, Giriş adedi 3 olursa çıkış voltaj değerini veren formül, Rf ⎞ Rf ⎛ Rf V0 = − ⎜ V 1 + V 2 + V 3 ⎟ olur. R2 R3 ⎠ ⎝ R1 Formüldeki (-) işareti, OP-AMP’ın faz çeviren yükselteç olarak çalışmasından kaynaklanmaktadır. Toplar yükselteç devresinde; Rf = 600 K, R1 = 200 K, R2 = 100 K, V1 = 1 V, V2 = -3 V ise çıkış voltaj değerini bulunuz. 600 ⎛ 600 ⎞ .(− 3)⎟ = 15 Volt .1 + Vo = − ⎜ 100 ⎝ 200 ⎠ V0 = − (2V 1 + 3V 2 + 0,5V 3) çıkışını veren bir OP-AMP devresi tasarlayınız. ( Rf = 60 K) Tasarlanacak olan devre, 2 girişli bir toplar yükselteçtir. Rf ⎞ Rf ⎛ Rf V0 = − ⎜ V 1 + V 2 + V 3 ⎟ R3 ⎠ R2 ⎝ R1 60 K Rf =2 ⇒ = 2 ⇒ R1 = 30 KΩ R1 R1 60 K Rf = 3 ⇒ R2 = 20 KΩ =3 ⇒ R2 R2 Rf 60 K = 0,5 ⇒ = 0,5 ⇒ R3 = 120 KΩ R3 R3 8.7.5 OP-AMP’IN FARK YÜKSELTECİ OLARAK KULLANILMASI (DIFFERENCE AMP.) Şekil 8.15 Fark yükselteci Devre, girişlerine uygulanan sinyallerin farkını alır. Devre analizinde, girişlerden birisi yok sayılıp, diğeri var sayılarak ‘Süperpozisyon Teoremi’ uygulanacaktır. Önce OP-AMP’ın inverting yükselteç olarak çalıştığı düşünülürse; İnverting yükselteç çıkışı; V0 = − Rf Vi1 olur. R1 Şimdi, inverting girişi yok, non-inverting girişi var iken çıkış voltajını yazarsak; Şekil 8.16 Fark yükseltecinin non-inverting yükselteç olarak çalışması Faz çevirmeyen yükseltecin çıkış voltajı ⎛ Rf ⎞ V0 = ⎜1 + ⎟Vi 2 dir. ⎝ R1 ⎠ Fakat şekil 8.16’dan görüleceği gibi OP-AMP’ın faz çevirmeyen ( + ) girişine uygulanan sinyal, R3 direncinin üzerine düşen voltaj Vx kadardır. Vx voltajı; Vx = I R3 ⇒ I = Vx = Vi 2 R3 R2 + R3 Vi 2 R2 + R3 olacaktır. Şu anda çıkış voltajı; ⎛ Rf ⎞ V0 = ⎜1 + ⎟Vx ⎝ R1 ⎠ ⎛ Rf ⎞⎛ R 3 ⎞ V0 = ⎜1 + ⎟⎜ ⎟Vi 2 ⎝ R1 ⎠⎝ R 2 + R 3 ⎠ olur. Yapılan analiz sonucunda, devrenin çıkış voltajı; V0 = − Rf ⎛ Rf ⎞⎛ R 3 ⎞ Vi1 + ⎜1 + ⎟⎜ ⎟Vi 2 R1 ⎝ R1 ⎠⎝ R 2 + R 3 ⎠ bulunur. Eğer, fark yükseltecinin R1 = R2 = R3 = Rf olarak seçilirse; V 0 = Vi 2 − Vi1 olur. Eğer, R1 = R2 ve R3 = Rf olarak seçilirse V 0 = Rf (Vi 2 − Vi1) R1 olur. R1 = 200 K, R2 = 50 K, R3 = 100 K, Rf = 100 K, Vi1 = -3 V, Vi2 = +2 V ise V0 = ? V0 = − 100 (− 3) + ⎛⎜1 + 100 ⎞⎟⎛⎜ 100 ⎞⎟2 200 ⎝ 200 ⎠⎝ 150 ⎠ V 0 = 3,5 Volt Şekildeki devrenin inverting kazancı -1,5, R2 = 12 K, R1 = 15 K, R4 = 25 K, Vi2 = 8 V, V0 = 5 V ise devredeki geri besleme direnci değeri ile Vi1 değerini bulunuz. Devrenin inverting kazancı –1,5 olduğuna göre; Av = − R3 R2 ⇒ -1.5 = − R3 12 K ⇒ R3 = 18K olur. Devredeki R1, R2, R3 ve R4 gibi direnç etiketlerine göre fark yükseltecinin çıkış ifadesinin formülü; V0 = − 5=− R3 ⎛ R 3 ⎞⎛ R 4 ⎞ Vi1 + ⎜1 + ⎟⎜ ⎟Vi 2 olur. R2 ⎝ R 2 ⎠⎝ R1 + R 4 ⎠ 18 ⎛ 18 ⎞⎛ 25 ⎞ Vi1 + ⎜1 + ⎟⎜ ⎟8 12 ⎝ 12 ⎠⎝ 15 + 25 ⎠ Vi1 = 5Volt 2.5 K 0.8 V. 500 1.OP-AMP 0.4 K 3.OP-AMP V1 I Şekilde verilen devrede; a) V1 ile gösterilen giriş voltaj değerini, b) I ile gösterilen akımın değerini hesaplayınız a) 1.OP-AMP çıkışı, 2500 0,8 = −4V 500 2.OP-AMP çıkışı ⎛ 1500 ⎞ V 02 = ⎜1 + ⎟V 1 = 4V 1 500 ⎠ ⎝ 3.OP-AMP çıkışı yine 4V1’dir. 4.OP-AMP çıkışı V0 = − 4.OP-AMP Vo=9 Volt 2.OP-AMP 1.5 K V 01 = − 800 800 ⎛ 800 ⎞⎛ 100 ⎞ ( −4 ) + ⎜ 1 + ⎟4V 1 formülünden, ⎟⎜ 400 ⎝ 400 ⎠⎝ 200 + 100 ⎠ 100 V1 = 0,25Volt olarak bulunur. b) ⎛ 1500 ⎞ 0,25⎜1 + ⎟ V 0( 2.OP − AMP ) 500 ⎠ ⎝ I= = Rf + R 1 2000 I = 500μΑ 8.7.6 OP-AMP’IN KARŞILAŞTIRICI OLARAK KULLANILMASI (COMPARATOR) Şekil 8.17 Karşılaştırıcı devre Şekil 8.17’deki devre (-) girişine uygulanan referans sinyaliyle ( Vref ), ( + ) uca uygulanan Vi sinyalini karşılaştırır. İki sinyal arasındaki fark çok küçük olsa dahi 200.000 ile çarpılarak çıkışa aktarılır. Pratikte, açık çevrim kazancını sınırlayan faktör +V, -V besleme voltaj değerleri olduğu için çıkıştan yaklaşık +V, -V gerilim değeri kadar sinyal alınır. Bu devrede; Vi > Vref olursa, çıkıştan +V, Vi < Vref olursa, çıkıştan -V değeri alınır. Eğer, referans girişi OP-AMP’ın ( + ) giriş ucuna, Vi işareti de ( - ) giriş ucuna uygulanırsa OP-AMP inverting yükselteç çalışması yapar. Şekil 8.18 TTL Devreyi süren karşılaştırıcı devre Karşılaştırıcı devre, bir TTL devreyi sürecek ise devreye bir diyod eklenir. Şekil 8.18’deki devreye göre; Vi > Vref olduğunda, V0 = +5Volt ( diyod yalıtımda ), Vi < Vref olduğunda, V0 = -0,6Volt ( diyod iletimde ) olur. Şekil 8.19 Zener diyotlu karşılaştırıcı devresi. Şekil 8.19’daki devrede, OP-AMP çıkışı ( + ) iken zener diyod doğru bayaslanacağı için V0 = +3Volt olur. OP-AMP’ın çıkışı ( - ) olduğunda, zener diyod ters bayaslanarak, normal bir diyod gibi çalışır. Çıkıştan –0,6Volt alınır. Şekil 8.17’deki devrede Vi = 4Volt, Vref = 2V, besleme voltaj değeri m 5Volt olduğuna göre çıkış voltaj değerini bulunuz. Vi > Vref ( 4V > 2V ) olduğundan V0 = +5V olur. Şekil 8.18’deki devrede Vi = +4V, Vref = +3V, besleme kaynağı voltaj değeri m 5V olduğuna göre çıkış voltaj değerini bulunuz. ( diyod silisyumdur) Vi > Vref ( 4V > 3V ) olduğundan V0 = +5V’tur. 8.7.7 OP-AMP’IN İNTEGRAL ALICI DEVRE OLARAK KULLANILMASI ( INTEGRATOR ) Cf Vi R1 Vo x Şekil 8.20 İntegral alıcı devre Bu devre girişine uygulanan sinyalin integralini alır. Matematiksel anlamda integral, bir eğrinin altında kalan alana denk gelir. İntegrator devrenin girişine kare dalga uygulandığında, devrenin çıkışından üçgen dalga elde edilir. Çünkü kare dalganın integrali üçgen dalgadır. Bu devrenin çıkış voltajı; 1 V0 = − Vidt dir. R1Cf ∫0 t Şekil 8.21 İntegrator devre Şekil 8.21’de görüldüğü gibi giriş offset geriliminin OP-AMP’ı doyuma götürmesini engellemek için Cf’e paralel bağlı Rf direnci bağlanır. Giriş polarma akımlarının eşit olmayışından dolayı meydana gelebilecek offset gerilimini ve bu gerilimin etkilerini gidermek amacıyla OP-AMP’ın ( + ) giriş ucuyla şase arasına R2 direnci bağlanır. R2 = R1//Rf’dir. İntegral alıcı devrenin, girişine uygulanan sinyalin integralini alabilmesi için; fgiriş ≥ fc = 1) 1 2πRfCf olmalıdır. ( Girişe uygulanan sinyalin frekansı fc, kritik frekanstan büyük veya eşit olmalıdır. ) 2)Devrenin zaman sabitesi (τ = R1Cf ) ile girişe uygulanan sinyalin periyodu yaklaşık eşit olmalıdır. Eğer, devrede bu şartlardan bir veya ikisi sağlanmıyorsa devre girişe uygulanan sinyalin integralini almaz, inverting yükselteç olarak çalışır. Bu haliyle devrenin kazancı –Rf/R1 olur. Şekil 8.21’deki devrede Rf = 100K, Cf = 10nf, R1 = R2 = 10K’dır. Devrenin girişine 10KHz’lik bir sinyal uygulanırsa, devre integrator olarak çalışır mı? fc = 1 = 159 Hz 2π 100.10 3.10.10 −9 fgr > fc olduğundan 1.şart sağlanmıştır. Devrenin girişine uygulanan sinyalin periyodu T = 1/f = 1/10.000 = 0,1ms’dir. Devrenin girişine uygulanan sinyalin periyodu ile devrenin zaman sabitesi birbirine eşittir. İki şart sağlandığına göre devre integrator olarak çalışır. Rf = 5K, Cf = 0,1nf, R1 = 10K, olan bir devrenin girişine 100KHz’lik bir sinyal uygulanmaktadır. Devrenin integrator olarak çalışıp çalışmadığını tespit ediniz. fc = 1 1 = = 318,47 KHz 3 2πRfCf 2π .5.10 .0,1.10 −9 fgr > fc olmadığı için devre integrator olarak çalışmaz. ( 2.şarta bakmaya gerek yoktur ) 8.7.8 OP-AMP’IN TÜREV ALICI DEVRE OLARAK KULLANILMASI (DIFFERENTIATOR) Rf C1 Vi x Vo I1 Şekil 8.22 Türev alıcı Girişine uygulanan sinyalin türevini alır. Girişe üçgen dalga uygulandığında çıkıştan kare dalga, kare dalga uygulandığında ise çıkışından sivriltilmiş dalga elde edilir. Çıkış voltajı; V0 = − Rf .C 1. dVi dt dir. Şekil 8.23 Pratikte kullanılan türev alıcı Şekil 8.22’deki devre pratik uygulamalarda kullanmaya elverişli değildir. Çünkü, C1 kondansatörü yüksek frekanslı giriş sinyallerinde kısa devre özelliği göstererek, üzerindeki gerilim düşümü en az seviyede olur ve yükseltecin kazancı artar. Yüksek frekanslı giriş sinyallerinde çıkış maksimum seviyeye ulaşır. Vi girişinde gürültü mevcut ise devre gürültünün yüksek frekans bölümünü olduğu gibi yükseltir. Bu istenmeyen durumu engellemek için şekil 8.23’te görüldüğü gibi girişe R1 direnci eklenir. Böylece, devre kazancına yüksek frekanslarda Rf / R1 oranı gibi bir sınırlama getirilir. Türev alıcının, girişine uygulanan sinyalin türevini alabilmesi için; 1) fgiriş ≤ fc = 1 2π .R1.C 1 olmalıdır. ( Girişe uygulanan sinyalin frekansı, fc kritik frekanstan küçük veya eşit olmalıdır. ) 2) Devrenin zaman sabitesi ( τ = Rf.C1 ) ile girişe uygulanan sinyalin periyodu birbirine yaklaşık eşit olmalıdır. Bir türev alıcı devrede, Rf = 10K, C1 = 10nf, R1 = 1K’dır. Devre, girişine uygulanan 1KHz’lik sinyalin türevini alabilir mi? fc = 1 1 = = 1592 Hz 2π .R1.C 1 2π .1000.100.10 −9 fgiriş ≤ fc olduğundan 1.şart sağlanmıştır. Devrenin zaman sabitesi τ = Rf. C1 = 1ms, devrenin girişine uygulanan sinyalin periyodu, Tgr = 1 = 1ms’dir. Devrenin girişine uygulanan sinyalin fgr periyodu ile devrenin zaman sabitesi birbirine eşittir. İki şart sağlandığına göre, devre türevleyici olarak çalışır. Bir türevleyici devrede Rf = 50K, R1 = 5K’dır. Devrenin girişine 50KHZ’lik üçgen dalga uygulandığında, devrenin türevleyici olarak çalışabilmesi için gerekli kapasite değerini bulunuz. τgiriş = Rf C1 ⇒ fc = 1 = 50.10 3.C1 ⇒ C1 = 400 pf 3 50.10 1 1 = = 80 KHz 2π .R1.C1 2π .5000.400.10 −12 fgiriş ≤ fc olduğundan devre türevleyici olarak çalışır. 8.7.9 OP-AMP’IN LOGARİTMİK YÜKSELTEÇ OLARAK KULLANILMASI Ic Vi R1 R2 Vo I1 Şekil 8.24 Logaritmik yükselteç Bu tip özel yükselteçler, analog bilgisayarlarda matematiksel işlemleri gerçekleştirmede kullanılır. Bu yükselteç, aynı zamanda inverting özelliktedir. Geri besleme elemanı olarak transistör kullanılır. Transistör’ün B-E ekleminden faydalanılarak logaritma işlemi yapılmaktadır. Çıkış voltajı; V0 = VBE = 60mV .log Ic I0 olmaktadır. I0 değeri sabit olup, oda sıcaklığında 10-13A değerindedir. Logaritmik yükselteç devresinde R1 = R2 = 1,2K’dır. a) Vi = 120mV olduğunda çıkış voltaj değerini, b) Vi = 1,2mV olduğunda çıkış voltaj değerini bulunuz. a) V0 = 60mV .log V0 = 60mV .log Ic I0 , Ic = Vi 0,12V = = 0,1mA R1 1,2 K 0,1.10 -3 = 60mV . log10 9 10 -13 log 10 9 = 9. log10 = 9 olduğundan; V0 = 60mV.9 = 540mV a) Ic = Vi 1,2V = = 1mA R1 1,2 K V0 = 60mV .log 10 -3 = 60mV.log1010 10 -13 V0 = 60mV.10.log10 = 600mV Giriş gerilimi 10’ar kat arttırıldığı halde çıkışta 60mV’luk artışlar olmuştur. Logaritmik yükselteç devresinde, direnç değerleri 100K, çıkış gerilimi 0,3Volt ise giriş voltajının değerini hesaplayınız. V0 = 60mV .log 5 = log Ic 10 -13 Ic I0 ⇒ ⇒ 300mV = 60mV .log Ic 10 -13 Ic = 10 5 ⇒ Ic = 10-8A 10 -13 Vi = Ic.R1 = 10-8.100.103 = 1mV 8.7.10 OP-AMP’IN YARIM DALGA DOĞRULTMAÇ OLARAK KULLANILMASI Bilindiği gibi doğrultma işlemini yapan eleman diyottur. Germanyum diyodun eşik gerilimi 0,2V, silisyumun ise 0,6V’tur. Dolayısıyla, genliği 0,6V civarında veya daha küçük işaretler diyod ile doğrultulamazlar. Doğrultulacak sinyalin genliği 0,6V’tan fazla olsa bile yapılan doğrultma hassas olmaz. Şekil 8.25 Hassas yarım dalga doğrultmaç Hassas bir şekilde yarım dalga doğrultma işlemini gerçekleştirmek için şekil 8.25’deki gibi bir OP-AMP’lı devre kullanılır. Devre, faz çeviren karşılaştırıcı yapısında olduğu için; Vi > Vref ⇒ Vx = -V Vi < Vref ⇒ Vx = +V dir. Giriş sinyalinin ( + ) alternansında çıkış ( - ) olur. x noktasındaki potansiyel 0’dan küçük ( Vx<0 ) olur. Böylece D1’in anoduna ( - ) geldiği için yalıtımda, D2’nin katoduna ( - ) geldiği için iletimdedir. D2 iletime geçince çıkıştan girişe negatif geri besleme olur. OP-AMP’ın faz çeviren girişi yaklaşık 0Volt olduğundan ( (+) uç şaseye bağlı ) x noktasında –0,6Volt görülür. Girişin ( - ) alternansında çıkış 0’dan büyük olur ( Vx = +V ). Böylece D1 iletken, D2 yalıtkandır. D1’in iletime geçmesiyle R2 üzerinden devrenin girişine geri besleme yapılır. Kazanç R2 / R1 kadardır. OP-AMP, inverting modda çalıştığından, çıkıştan giriş ile ters fazda, aynı genlikte bir sinyal alınır. Devre, girişine uygulanan sinyalin sadece (-) alternansını geçirmekte ve fazını ters çevirerek çıkışta pozitif alternanslar meydana getirmektedir. Şekil 8.26 Yarım dalga doğrultmaç uygulaması OP-AMP ile girişe uygulanan μV seviyesindeki sinyalleri doğrultmak mümkündür. Normal diyotlarla yapılan doğrultmaçlarda diyodun eşik gerilimi (0,2 V – 0,6 V) üzerindeki sinyaller doğrultulur. Şekil 8.26’daki devrenin girişine işaret jeneratörü vasıtasıyla 500 mV tepe değerli ve 500 Hz frekanslı bir sinyal uygulanmıştır. Osilaskobun A kanalına giriş sinyali, B kanalına çıkış sinyali uygulanmıştır. Bu haliyle devre, pozitif çıkışlı yarım dalga doğrultmaç devresidir. 8.7.11 OP-AMP’IN TAM DALGA DOĞRULTMAÇ OLARAK KULLANILMASI Şekil 8.27 OP-AMP’lı hassas tam dalga doğrultmaç Şekil 8.27’deki devrede 1. OP-AMP yarım dalga doğrultmaç, 2. OP-AMP ise toplayıcı olarak görev yapar. Vi sinyalinin negatif alternansları doğrulmakta ve pozitif olarak V1 sinyali 1. OP-AMP çıkışına aktarılmaktadır. Bu sırada Av = 1’dir. 2. OP-AMP’ın (-) ucuna hem Vi ve hem de V1 sinyalleri gelmektedir. Uygulamalarda R4 = 2 R5 olarak seçilir. Vi’nin (+) alternanslarında V1 = 0’dır. V0 = - Vi olur (R4 = R6). R6 = 2 R5 olduğundan; V0 = - (2 V1 + Vi) olur. V1 = Vi olduğundan; V0 = - (-2Vi + Vi) = Vi olur. t V1 t t Şekil 8.28 Tam dalga doğrulmaca ait dalga şekilleri (-) Alternans girişinde, (-) işaret 2. OP-AMP’ın (-) girişine direkt olarak uygulanır. 1. OP-AMP çıkışından ise pozitif ve iki defa yükseltilmiş alternans aynı anda uygulanır. OP-AMP, (-) girişine uygulanan iki voltajın farkını yükseltir. Çıkış negatif bir alternanstır. Şekil 8.28’de ise bu devreye ait Vi, V1 ve V0 dalga şekilleri görülmektedir. 8.7.12 OP-AMP’IN GERİLİM KONTROLLÜ OSİLATÖR OLARAK KULLANILMASI Şekil 8.29 OP-AMP’lı gerilim kontrollü osilatör DC çıkış voltajı ile kontrol edilebilen osilatörlere, gerilim kontrollü ( VCO-Voltage Controlled Oscillator ) adı verilir. Şekil 8.29’daki devre, Vi giriş voltajı ile frekansı kontrol edebilen bir testere dişi jeneratördür. Temel olarak bu devre integral alıcı bir devredir. Negatif geri besleme hattında bir kondansatör ve ona paralel bağlı bir SCR kullanılmıştır. SCR, on-off anahtarlamayı gerçekleştirir. Gate voltajı belli bir eşik voltajını aştıktan sonra iletime geçer. Altında ise SCR yalıtımdadır. Çıkışta meydana gelen testere dişi dalganın periyodu; T = Vg .R.C Vi dir. Vg = +4V, C = 10nf, R1 = 10K, Vi = -4V olan gerilim kontrollü osilatör devresinin çıkışından alınan sinyalin frekansını bulunuz. f = 1 4 Vi = 3,33KHz = = T Vg.R.C 12.10.10 3.10.10 −9 8.7.13 OP-AMP’ IN ALÇAK GEÇİREN FİLTRE OLARAK KULLANILMASI Sadece R, C ve OP-AMP kullanarak filtre devreleri yapmak mümkündür. Bu tip fitrelere “Aktif Filtre” denir. Sadece kondansatör ve self kullanarak yapılan filtrelere “ Pasif Filtre” denir. Aktif filtrelerin, pasif filtrelere göre üstünlükleri şunlardır: 1. Aktif filtrelerde, filtrenin geçirgen olduğu frekanslarda herhangi bir zayıflama olmaz. Çünkü,aktif filtre yapısındaki OP-AMP, bu işaretleri yükselterek çıkışa aktarır. Pasif fitrelerde, devrenin geçirgen olduğu frekanslarda azda olsa bir zayıflama olmaktadır. 2. Aktif filtre devrelerinde bobin kullanılmadığından hem ucuz hem de kolay bir şekilde oluşturulabilir. 3. Aktif filtrelerin giriş empedansı yüksek, çıkış empedansı düşük olduğundan, giriş ve çıkışına bağlanan devreleri etkilemez. Aktif filtrelerin, pasif filtrelere göre sakıncaları şunlardır: 1. Pasif filtre devreleri besleme kaynağına ihtiyaç duymadıkları halde aktif filtrelerde, OPAMP’tan dolayı kaynak gerilimi gerekir. 2. Aktif filtre yapısındaki OP-AMP’ ın band genişliği sınırlı olduğundan her frekansta filtre yapmak güçtür. Şekil 8.30 Alçak geçiren filtre Şekil 8.30’daki OP-AMP non-inverting yapısındadır. Devrenin kesim frekansı; fc = fc = 1 2π R1.R2 .C1.C2 dir. R1= R2 ve C1 = C2 alınırsa; 1 olur. 2π .R1.C1 Aktif filtrenin geçirgen olduğu bölgede frekans karakteristiğinin düzgün olabilmesi için OP-AMP kazancının 1,58 olması gerekir. Buna göre; Av = 1 + Rb Rb = 0,58 olarak bulunur. = 1,58’ dir. Buradan, Ra Ra Alçak geçiren fitre devresinde, R1 = R2 = 1 K, C1 = C2 = 0,1 μ F, Ra = 10 K, Rb = 5,6 K olduğuna göre, a) Devrenin kesim frekansı ne olur? b) Bu devre hangi frekans değerleri arasını geçirir? c) Geçirgen olduğu bölgede frekans karakteristiği düzgün müdür a) fc = 1 1 = 1,6 KHz. = 3 2π .R1.C1 2π .10 .0,1.10 − 6 b) 0-1,6 KHz. arası frekansları geçirir. c) Rb 5,6 = = 0,56 ≅ 0,58 olduğuna göre filtrenin frekans karakteristiği düzgündür. Ra 10 Şekil 8.31 Alçak geçiren filtrenin EWB programında uygulanması 8.7.14 OP-AMP’ IN YÜKSEK GEÇİREN FİLTRE OLARAK KULLANILMASI Şekil 8.32 Yüksek geçiren filtre Yüksek geçiren filtre, alçak geçiren filtre devresindeki R ve C’ lerin yer değiştirilmesiyle elde edilir. İstenen frekans değerinin üstündeki frekans değerlerini geçirir, altındakileri ise bastırır. Formüller, alçak geçiren filtre devresi ile aynıdır. R1=R2=1 K, C1=C2=0,1 μ F olan yüksek geçiren filtre devresi hangi frekansları geçirir? fc = 1 1 = =1,6 KHz. 3 2π .R1.C1 2π .10 .0,1.10 − 6 Bu devre 1,6 KHz.in üzerindeki sinyalleri geçirir. Şekil 8.33 Yüksek geçiren filtrenin EWB programında uygulanması Bir OP-AMP ile yapılan devrenin 10 KHz’in üzerindeki sinyalleri geçirmesi ve altındakileri bastırması istenmektedir. Devrede kullanılan filtre direnç değerleri birbirine eşit olup 5 K’ dır. Devrede kullanılan ve eşit değerde bulunan filtre kondansatörlerinin değerini bulunuz. ( π = 3 ) fc = C= 1 = 10.103 3 2.3.5.10 C 1 1 = = 3,3 nF 3 30.10 10.10 3.108 3 8.7.15 OP-AMP’ IN BAND GEÇİREN FİLTRE OLARAK KULLANILMASI Şekil 8.34 Band geçiren filtre Şekil 8.34’ te iki katlı bir band geçiren filtre gösterilmiştir. İlk katı yüksek geçiren bir filtre olup, ikinci katı alçak geçiren bir filtredir ve ikisinin birlikte çalışması, istenen band geçiren filtre tepkisini verir. Devrenin kesim frekansları; fc, L = 1 , 2π .R1.C1 fc, H = 1 2π .R2 .C2 formülleri ile bulunur. R1= R2 = 10 K, C1 = 0,1 μ F, C2 = 2 nF olan band geçiren filtre hangi frekans değerleri arasındaki sinyalleri geçirir ? fc, L = 1 1 = = 159,15 KHz. 2π .R1.C1 2π .10.103.0,1.10 − 6 fc, H = 1 = 7,96 KHz. 2π .10.103.2.10 − 9 Bu filtre devresi; 159,15 KHz. ile 7,96 KHz. arasındaki sinyalleri geçirir. Sekil 8.35 Band geçiren filtrenin EWB programında uygulanması 8.8 OP-AMP PARAMETRELERİ Giriş Offset Gerilimi (Vio): OP-AMP’ ın (+) ve (-) girişleri arasında ideal olarak 0 volt olması gerekir. Ancak, pratikte giriş uçlarının bağlı oldukları transistörlerin tam uyum içinde olmamaları nedeni ile giriş uçları arasında, çok küçükte olsa bir offset gerilimi oluşur. Giriş Polarma Akımı (Ib): Her iki girişten OP-AMP devresine akan akımların ortalama değeridir. Giriş Offset Akımı (Iio): Vo=0 olduğunda her iki giriş polarma akımı arasındaki farktır. Giriş Empedansı (Zi): Girişlerden birinden bakıldığında, diğeri topraklanmış durumda iken görülen empedanstır ve değeri çok yüksektir. Çıkış Empedansı (Zo): Çıkıştan bakıldığında görülen düşük değerdeki empedanstır. Çıkış Kısa Devre Akımı (Iosc): OP-AMP devresinden çekilebilecek max akımdır. Açık Çevrim Kazancı (Avo): OP-AMP devresine dışardan herhangi bir geri besleme sağlanmadığı zamandaki, çıkış geriliminin giriş gerilimine oranına denir. Ortak Mod Tepki Oranı (Common Mode Rejection Ratio-CMRR): OP-AMP devresinin, her iki girişine de ortak olan işareti kabul etmeme özelliğidir. Her iki girişe aynı anda uygulanan işaretin, çıkış işaretine oranına (dB cinsinden) eşittir. BÖLÜM IX DALGA MEYDANA GETİRME USULLERİ 9.1 DALGA MEYDANA GETİRME USÜLLERİNE GİRİŞ Dalga üreteçleri birkaç hertzden, birkaç gigahertze kadar sinyalleri meydana getirirler. Çıkışlarında sinüsoidal, kare, dikdörtgen, testere dişi gibi dalga şekillerini oluşturan dalga üreteçleri birçok devrelerde kullanılırlar. Dalga üreteçlerine osilatör denir. Aslında bir osilatör, kendi giriş sinyalini kendi temin eden bir yükselteçtir. 9.2 DALGA ÜRETEÇLERİNİN SINIFLANDIRILMASI Dalga üreteçleri, çıkış dalga şekillerine göre sinüsoidal ve sinüsoidal olmayan osilatörler olarak iki geniş kategori içinde sınıflandırılır. Sinüsoidal bir osilatör, çıkışında sinüs dalga şekli oluşturur. Burada, çıkış genliğinin sabit olması arzu edilir. Alçak frekans osilatör tiplerinde frekans tespit edici devre için direnç ve kondansatör kullanılıyorsa R-C osilatör olarak adlandırılır. Bu tip osilatörler, alçak frekanslı sinüsoidal sinyal ürettiği için ses frekans sahasında kullanılırlar. L-C osilatörlerde, frekans tespit edici olarak bobin ve kondansatör kullanılır. L-C osilatörlerde yüksek frekanslı sinyaller elde edilir ve alıcı-verici gibi devrelerde kullanılırlar. Diğer tip osilatörler ise kristal kontrollü osilatör olup bunlar frekans kararlığının en iyi olduğu osilatördür. Ses frekansın ortasından, radyo frekans sahasının tamamında kullanılırlar. Sinüsoidal olmayan osilatörler; kare, dikdörtgen veya testere dişi gibi kompleks dalga şekillerini meydana getirirler. Sinüsoidal olmayan osilatörlerin çıkışları genellikle ani bir değişme belirlediği için bu tip osilatörlere relaksasyon osilatörü denir. Relaksasyon (Relaxtion) osilatörü, bir bobin veya kondansatörün bir direnç üzerinden yavaş yavaş şarj ve hızla deşarj olmasıyla sinüsoidal olmayan bir sinyali üreten osilatördür. Kare dalga üreten multivibratörler ve testere dişi üreten osilatörler, sinüsoidal olmayan osilatörler sınıfına girer. 9.3 OSİLASYON İÇİN GEREKLİ ŞARTLAR Paralel bobin ve kondansatörlerden oluşan devreye tank devresi adı verilir. Bir tank devresinden osilasyon (salınım) elde edilebilir. Bir kondansatörü, DC bir bataryaya tam olarak şarj ettikten sonra bir bobine paralel bağlayalım. Şu anda kondansatör kaynak görevini görür. Kondansatör, bobin üzerinden deşarj oldukça, bobinden akan akım, bobin etrafında manyetik alan oluşturur. Kondansatör, üzerindeki potansiyeli, bobine manyetik alan oluşturarak aktarmıştır. Kondansatör, tam olarak deşarj olduktan sonra bobin üzerindeki manyetik alan çökmeye başlar. Manyetik alan tamamen çökünceye kadar akım devamlı akacak ve kondansatör bir önceki durumuna göre ters yönde şarj olacaktır. Devrede, elemanları birbirine irtibatlandırmada kullanılan iletken tellerin az da olsa bir direnci olduğundan, şu andaki kondansatörün üzerindeki şarj miktarı, bir öncekine göre daha az miktarda olacaktır. Olaylar böyle devam ederse tank devresi uçlarından gittikçe sıfıra ulaşan bir salınım elde edilir. Sıfıra ulaşmasının nedeni, devredeki direnç değeridir. Sönümsüz bir sinüsoidal dalga, devrede direncin bulunmadığını, iletken tellerin direncinin sıfır olduğu ideal bir ortamda elde edilir. Gerçekte varolan böyle bir dahili direncin, tank devresinden elde edilen sinüsoidal sinyalin sönmesine ve giderek sıfıra gitmesine sönüm (damping) denir. Osilasyonların devamlılığını sağlamak için gerekli şartlar; Yükseltme, Geri Besleme ve Frekans Tespit Edici Devre’dir. Bir osilatör, kendisine giriş sinyali temin eden bir yükselteçtir. Bir osilatörden istenen, sabit genlikte ve belli bir frekansta dalga şekli meydana getirmektir. Geri Besleme Yükselteç Şekil 9.1 Temel osilatör blok diyagramı Bir yükselteçte olduğu gibi bir osilatörün de yükseltme yapabilmesi için güç kaynağına ihtiyaç vardır. Yükseltilen sinyalin gücü, girişten çıkışa doğru meydana geldiğinden çıkışın bir kısmı şekil 9.1’de görüldüğü gibi giriş olarak kullanılmak üzere geriye beslenmelidir. Devre kayıplarının önüne geçebilmek ve osilasyonların devamlılığı için kullanılması gereken geri besleme pozitif geri besleme olmalıdır. Bir osilatörün önceden belirlenecek bir frekansta osilasyon yapabilmesi için bir frekans tespit ediciye ihtiyaç vardır. Bu frekans tespit edici, aslında filtre devresi olup istenen sinyalleri geçirip istenmeyenleri bastırır. Osilatör çıkışındaki sinyalin, genlik ve frekansının sabit tutulabilmesi için, osilatör devresindeki yükseltecin, çıkış yükü ve pozitif geri besleme için yeterli kazancı sağlaması gerekir. Genellikle güç kazancının büyük olması, giriş ve çıkış empedansının birbirine kolayca uydurulabildiği tertip olarak emiteri ortak bağlantı olarak kullanılır. 9.4 SİNÜSOİDAL DALGA ÜRETEÇLERİ Sinüsoidal sinyal üreten osilatör devrelerinde, frekans tespit edici olarak R-C devresi ve kristal kullanılır. Eğer, frekans tespit edici olarak R-C devresi kullanılırsa, osilatörden alçak frekanslı sinüs sinyali elde edilir. Frekans kararlılığının en iyi olduğu osilatörler ise kristal kontrollü osilatörlerdir. Alıcı ve verici devrelerde kullanılan osilatörlerin frekans kararlılığının çok iyi olması istenir. R-C osilatörler 20 Hz - 20 KHz arasındaki ses frekans sahasında kullanılmak üzere sinüs sinyali üretirler. Frekans tespit edici olarak direnç ve kondansatörler kullanılır. D Giriş Sinyali C B A Emiteri Ortak Yükselteç Şekil 9.2 R-C osilatörün blok diyagramı Şekil 9.2’deki blok diyagramda R-C osilatörün blok diyagramı gösterilmiştir. Blok diyagramdaki RC devresi, hem pozitif geri beslemeyi, hem de frekans tespit edici devreyi sağlar. Blok diyagramdaki yükselteç devresi, emiteri ortak yükselteç olduğu için A noktasındaki kollektör sinyali ile base üzerindeki sinyal 180° faz farklıdır. Sinyal, C1’den R1’e uygulandığında yaklaşık 60° ’lik faz kaydırma meydana gelir. Faz kaydırma oluştuğu için genlikte bir miktar azalma olur. B noktasındaki sinyal C2 üzerinden R2’ye uygulandığında yaklaşık 120° ’lik bir faz kayması meydana gelir ve genlikte yine azalma olur. C noktasındaki sinyal C3 üzerinden R3’e uygulanırken 180° faz kaydırmaya maruz kalır. 3 adet R-C devresinin her biri 60° faz kaydırıp toplam 180°’lik kaymaya neden olmuştur. D noktasındaki sinyal, transistörün beyzine uygulanan pozitif geri besleme sinyalidir. 9.5 KRİSTALLER 9.5.1 KRİSTALİN YAPISI VE ÇALIŞMASI Osilatörlerde frekans kararlılığı çok önemlidir. Bir osilatörün sabit frekansta kalabilme özelliğine ‘Frekans Kararlılığı’ denir. RC ve LC osilatörlerde frekans kararlılığı iyi değildir. Verici devrelerinde, tahsis edilen frekansta yayın yapabilmesi için frekans kararlığı en iyi olan kristal kontrollü osilatörler kullanılır. RC veya LC osilatörlerde, L, C ve R değerlerindeki değişiklikler, transistörlü yükseltecin statik çalışma noktasındaki değişiklikler, sıcaklık ve nem gibi çevresel değişimlere bağlı olarak frekans kararlılığı değişir. Kristal, piezoelektrik etkiyle çalışan bir elemandır. Piezoelektrik özellik sergileyen doğal kristal elemanlar; quartz ( kuvars ), Rochelle tuzu ve turmalindir. Genellikle kristal mikrofonlarda Rochelle tuzu kullanılırken osilatörlerde frekans kararlılığı nedeniyle quartz kullanılır. Quartz kristalinin bir yüzüne mekanik baskı uygulandığı zaman karşıt yüzler arasında bir gerilim oluşur. Kristallerde etki iki türlüdür. Mekanik titreşimlerin elektriki salınımlar; elektriki salınımların mekanik titreşimler üretmesine ‘Piezoelektrik Etki’ adı verilir. Bir kristalde, rezonans frekansında veya buna yakın bir frekansta AC bir sinyal uygulandığında, kristal mekanik salınımlar yapmaya başlar. Mekanik titreşimlerin büyüklüğü, uygulanan gerilim büyüklüğü ile doğru orantılıdır. Şekil 9.3 Kristalin Sembolü ve Eşdeğer Devresi Kristalin ( xtall ) sembolü ve eşdeğer devresi şekil 9.3’te gösterilmiştir. Eşdeğer devredeki her bir eleman, kristalin mekanik bir özelliğinin karşılığıdır. Cm, kristalin mekanik montajından kaynaklanan kristalin elektrotları arasında var olan kapasitansı gösterir. Eşdeğer devredeki C, kristalin mekanik yumuşaklığına ( esneklik-elastisite ) eşdeğeridir. Eşdeğer devredeki L, titreşim yapan kristalin kütlesini, R ise kristal yapısının iç sürtünmesinin elektriksel eşdeğerini gösterir. R ile gösterilen kristal kayıpları çok küçük olduğundan, kristallerin Q kalite faktörü 20.000 gibi çok büyük bir değerdedir. LC tank devrelerinde elde edilemeyen yüksek kalite faktörü kristal kontrollü osilatörlerde elde edilir. Bu da kristalli osilatörlerin yüksek kararlılığını ve kesinliğini gösterir. Bir kristalin, seri ve paralel eşdeğer devresi olduğu için seri ve paralel olmak üzere iki rezonans frekansı vardır. Seri rezonans devresi R, L ve C’den paralel rezonans ise L ve Cm’den oluşur. 9.6 KARE DALGA ÜRETEÇLERİ VE DEVRE ÇEŞİTLERİ Kare dalga üreten devrelere MULTIVIBRATOR denir. Bir multivibratör, temel olarak pozitif geri beslemeli iki yükselteç devresinden oluşur. Genellikle bir yükselteç iletimde iken diğeri yalıtımdadır. 3 tip multivibratör vardır: -Kararsız ( astable ) multivibratör -Tek kararlı ( monostable ) multivibrator -Çift kararlı ( bistable ) multivibrator 9.6.1 KARARSIZ ( ASTABLE ) MULTİVİBRATOR Şekil 9.4 Astable Multivibratör Bu multivibratör devresi sabit bir konumda değildir. Dışarıdan bir tetikleme palsi uygulanmadığından, transistörler sıra ile yalıtımdan iletime geçer. Şekil 9.4’teki astable multivibratör devresinde R1 = R2, R3 = R4, C1 = C2, Q1 = Q2 olduğundan iki transistörün aynı anda iletimde yada kesimde olduğu düşünülebilir. Fakat devredeki elemanların az da olsa birbirinden ayıran toleransları vardır. Örneğin, 100KΩ’luk direncin toleransı %5 ise bu direncin değeri 95KΩ ile 105KΩ arasındadır. O halde devredeki elemanların toleransları olduğu için başlangıçta bir transistör iletimde, diğeri ise kesimdedir. Başlangıçta; Q1 yalıtımda, Q2 iletimde olsun. Bu durumda C2 kondansatörü Q2 ve R4 üzerinden V0 gibi bir voltaja şarj olur. Bu esnada C1 kondansatörü de Q2, R1 ve +Vcc üzerinden dolmaya başlar. C1’in sol ucu ( + ), sağ ucu ( - ); C2’nin sol ucu ( + ), sağ ucu ise ( - ) olarak kutuplanır. C2 kapasitesi üzerindeki gerilim Q1 transistörünü iletime geçirebilecek seviyeye ulaştığında Q1 iletime geçer. Bu anda, C1’in ( + ) ucu şaseye, ( - ) ucu ise Q2’nin beyzine bağlanmış olacağından Q2 kesime girer. C1 kapasitesi R3 ve Q1 üzerinden deşarj olmaya başlar. C1’in üzerindeki gerilim miktarı 0Volt’a iner ve ilk durumuna göre ters yönde yükselmeye başlar. Bu esnada C2 kapasitesi, Q1 ve R2 üzerinden kaynak voltajı olan Vcc’ye şarj olmaktadır. C1 üzerindeki gerilim V0 gibi yeterli seviyeye ulaştığında Q2 iletime girer. Bu anda C2 kondansatörünün ( + ) ucu şaseye, ( - ) ucu ise Q1 transistörünün beyzine irtibatlı olduğundan Q1 yalıtıma girer. Bu olay böyle devam eder. Q1’in kollektör voltajı Q2’in kollektör voltajı Şekil 9.5 Astable Multivibratörün Dalga Şekilleri Şekil 9.5’te transistörlerin çıkışlarından alınan sinyaller gösterilmiştir. Q1 veya Q2 transistörlerinin kollektöründen kare dalga elde edilir. Bu kare dalganın frekansı R3, R4, C1 ve C2 değerlerine bağlıdır. Elde edilen kare dalganın periyodu: T = 0,7.( R3.C1 + R4.C2 ) formülüyle bulunur. Düzgün bir kare dalga için R3 = R4, C1 = C2, olacak şekilde seçilmelidir. Şekil 9.4’ deki devrede R1 = R2 = 270Ω, C1 = C2 = 0,1μF ise oluşacak kare dalganın frekansını bulunuz. T = 0,7.( 10.103.0,1.10-6 + 10.103.0,1.10-6 ) T = 0,7.( 1.10-3 + 1.10-3 ) = 0,7.2.10-3 = 1,4 ms f = 1/T = 1/1,4.10-3 = 714,28 Hz. 9.6.2 TEK KARARLI ( MONOSTABLE ) MULTİVİBRATÖR Monostable multivibratör, bir transistör iletimde ve diğeri yalıtımda olduğundan tek bir sabit konuma sahip olan bir devredir. Devrenin konum değiştirebilmesi için yani kesimde olan transistörün iletime geçebilmesi için bir tetikleme palsinin devreye tatbiki şarttır. Şekil 9.6 Monostable Multivibratör Şekil 9.6’daki devreye tetikleme palsi CT, RT ve DT elemanları ile Q1’in beyzine tatbik edilir. CT, RT ve DT’den oluşan devre bir türevleyici devredir. Girişten kare dalga uygulanır. RT üzerinden pozitif ve negatif olmak üzere darbeler alınır. Bu darbelerin negatif alternanslarının yok edilmesi için diyod kullanılmıştır. Şekil 9.6’daki devreye dışarıdan herhangi bir etkide bulunulmadığı sürece, yani girişten kare dalga verilmediği sürece Q1 transistörü yalıtımda, Q2 ise iletimdedir. Çünkü Q2 beyz polarmasını almıştır. Q1 transistörünü kesimden kurtarmak için beyzine yeterli genlikte bir pozitif darbenin uygulanması gerekir. Bunun için girişten kare dalga uygulanır. Q1 transistörü iletime geçtiği anda C kapasitesinin ( + ) kutbu Q1 vasıtasıyla ( C-E eklemi kısa devre ) toprağa, ( - ) kutbu ise Q2’nin beyzine bağlı durumdadır. Böylece, Q2’nin beyzine ( - ) sinyal geldiği için Q2 transistörü kesime girecektir. Yani girişe kare dalga uygulandığında, Q1 kesimde iken iletime, Q2 iletimde iken kesime girecektir. C kondansatörü R üzerinden deşarj olmaya başlar. Daha sonra, Q2’nin beyzine bağlı olan ucu ( + ) olacak şekilde tekrar şarj olmaya başlar. C’nin üzerindeki gerilim, uygun bir değere ulaştığında Q2 iletime, Q1 yalıtıma girer. C kondansatörü, kaynak gerilimine kadar dolar. Yeni bir tetikleme palsine kadar, devre konumunu koruyacaktır. 9.6.3 ÇİFT KARARLI ( BISTABLE ) MULTİVİBRATÖR Şekil 9.7 Bistable Multivibratör İki istikrarlı duruma sahiptir. Devreye tetikleme palsi tatbik edilinceye kadar, devre sabit konumunu korur. Tetikleme palsi uygulandıktan sonra devre diğer sabit duruma girer ve önceki sabit duruma dönebilmesi için tekrar tetikleme palsine ihtiyaç vardır. Bu multivibratörde bir transistör iletimde iken diğeri yalıtımdadır. Örneğin, Q1’in iletimde Q2’nin yalıtımda olduğunu düşünelim. Devreye dışarıdan herhangi bir etkide bulunulmadığı sürece transistörler bu konumunu korurlar. Dışarıdan uygulanacak bir tetikleme ile yalıtımda olan Q2 iletime, iletimde olan Q1 yalıtıma girecektir. Uygulanacak bir tetikleme palsi ile devre konum değiştirecektir. Dışarıdan tetikleme yapabilmek için, Q1 ve Q2 transistörlerinin beyzlerine birer diyod bağlanarak diyotların katotlarından giriş sinyalleri uygulanmalıdır. BÖLÜM X OSİLATÖRLER 10.1 OSİLATÖRE GİRİŞ Kendi kendine sinyal üreten devrelere osilatör denir. Böyle devrelere dışarıdan herhangi bir sinyal uygulanmaz. Çıkışlarında sinüsoidal, kare, dikdörtgen ve testere dişi gibi sinyaller meydana getirirler. Osilatörler; muharebe sistemlerinde, radar ve test cihazlarında kullanılırlar. Aslında bir osilatör, kendi giriş sinyalini kendi temin eden bir yükselteç devresidir. eb ei eo Yükselteç Beo Geri Besleme Şekil 10.1 Yükselteçlerde geri besleme Yükselteçlerde geri besleme, bir sistemde enerjinin yüksek seviyeli bir noktadan, alçak seviyeli bir noktaya geçişi olarak tanımlanır. Başka bir ifadeyle, emiteri ortak bir yükseltecin kollektöründeki sinyalin, geri çevrilip beyzine uygulanması işlemine “geri besleme” denir. Pozitif ve negatif olmak üzere iki çeşit geri besleme vardır. Bir yükseltece, ei gibi giriş sinyali uygulandığında çıkışından e0 gibi bir sinyal alınır. Çıkış voltajının bir kısmı geri besleme devresi vasıtasıyla girişe geri verilir. Transistöre uygulanan gerçek giriş voltajı (eb); (ei) giriş voltajı ve (Be0) geri besleme voltajlarının toplamıdır. Geri besleme varken kullanılan formül; AFB = A ’ dir. Bu formülde; 1 ± AB AFB = Geri besleme varken yükseltecin kazancı A = Geri besleme yokken yükseltecin kazancı B = Geri beslemenin % ile ifadesi + = Negatif geri besleme durumu - = Pozitif geri besleme durumunu gösterir. Pozitif geri besleme durumunda; eb = ei + B.e0 A.eb e0 = A(ei + Be0) e0 = Aei + ABe0 Aei = e0 - ABe0 e 0 (1 − AB ) A Aei = e0 (1 – AB) Ae i = Av = Av = e0 e0 e A = = 0 e 0 (1 − AB) 1 e 0 (1 − AB ) ei A A bulunur. 1 − AB Daha fazla kazanç istendiğinde kullanılan geri besleme, pozitif geri beslemedir. Pozitif geri besleme; 1. Band genişliğini azaltır. 2. Distorsiyonu azaltır. 3. Geri besleme miktarı paydayı sıfır yapacak şekilde büyüdüğünde devre kararsız hale gelerek osilasyon yaparak kendi sinyalini üretir. Yükselteç, osilatör gibi çalışmaya başlar. Bir yükseltecin geri besleme kazancı 10, geri besleme miktarı %5 ise pozitif geri beslemede yükseltecin geri besleme kazancını bulunuz. A = 10 B = %5 AFB = A = 1 − AB AFB = ? AFB = 20 10 5 1− ( 10) 100 Aynı soruyu negatif geri besleme için çözünüz. AFB = 10 = 6,66 ⎞ ⎛ 5 10 ⎟ 1+ ⎜ ⎝ 100 ⎠ Bir yükseltecin geri beslemesiz kazancı 50, pozitif geri besleme kullanılarak çıkışın %2’si girişe geri verilmektedir. Yükseltecin geri beslemeli kazancını bulunuz ve sonucu yorumlayınız. A = 50 AFB = 50 1 − (50 2 ) 100 = 50 50 = =∞ 1−1 0 B = %2 AFB = ? Bu işlemde payda sıfıra gittiği için geri beslemeli kazanç sonsuz olarak bulunmuştur. Dolayısıyla yükselteç kararsız hale gelerek bir osilatör gibi çalışmaya başlar. Osilasyon, osilatör devresinde yükselteç çıkışından girişe uygulanan pozitif geri besleme sonucu oluşan sinüs dalgasıdır. Bir osilatörün meydana getirdiği sinyallerin veya osilasyonların devam edebilmesi için YÜKSELTME, GERİ BESLEME, FREKANS TESPİT EDİCİ’ye ihtiyaç vardır. Osilatörler 3 ana başlık altında incelenebilir: 1. RC osilatörler 2. LC osilatörler 2. Kristal osilatörler Osilatörlerde, devre kayıplarının önüne geçebilmek için kullanılması gereken geri besleme POZİTİF GERİ BESLEME’ dir. Osilatörlerde, frekans tespit edici olarak direnç ve kondansatör kullanılmışsa RC osc, bobin ve kondansatör kullanılmışsa LC osilatör, kristal kullanılmışsa kristal kontrollü osilatörler adını alır. Genelde osilatörlerde kullanılan yükselteç tertibi emiteri ortaktır. 10.2 OSİLATÖR ÇEŞİTLERİ 10.2.1 TRANSİSTÖRLÜ FAZ KAYMALI R-C OSİLATÖRÜ Faz kaymalı R-C osilatörü aynı zamanda bir sinüs dalga osilatörüdür. Şekil 10.2 Transistörlü R-C osilatörü Şekil 10.2’ de görülen transistörlü R-C osilatör devresinde yükselteç NPN tipi bir transistörle, emiteri ortak bağlantılı olarak tertiplenmiştir. Emiteri ortak yükselteç devresinin beyzi ile kollektörü arasında 1800 faz farkı vardır. Bu devrenin osilasyon yapabilmesi için çıkış V0 geriliminin 1800 faz kaydırılarak girişe (beyz) pozitif geri beslemesi gerekir. Şekil 10.2’deki devrede C1-R1, C2-R2, C3-RB2 : Faz çevirici devre ve frekans tespit edici tertip, RB1 ve RB2 : Beyz polarmasını sağlayan voltaj bölücü dirençler, RE ve CE : Emiter direnci ve by-pass kondansatörü, RC :Geri besleme genlik kontrolü sağlayan kollektör yük direnci, BC 238 : NPN tipi, yükselteç transistörüdür. C1-R1; birinci R-C devresini, C2-R2; ikinci R-C devresini ve C3-RB2 üçüncü R-C devresini oluşturur. NPN tipi transistörün kollektöründen alınan geri besleme sinyali 1800 faz kaydırılarak tekrar transistörün beyzine tatbik edilmektedir. Burada her bir R-C devresi 600’lik faz kaydırmaya neden olmaktadır. Her bir R-C osilatör devresinde 3 adet R-C devresine ihtiyaç yoktur. Toplam faz kaydırmanın 1800’ye ulaşması yeterlidir. Emiteri ortak yükselteç devresinin beyzi ile kollektörü arasında 1800 faz farkı olduğuna göre kollektör sinyali 1800 çevrilerek ve pozitif geri besleme olarak transistörün beyzine verilir. Transistörlü RC osilatör devresinin V0 çıkış sinyalinin frekansı ve genliği geri besleme hattındaki direnç ve kondansatörlerin değerlerine bağlıdır. Her bir R-C devresinin 600 faz kaydırması istenirse; R1=R2=RB2=Rgr olmalıdır. Burada Rgr, emiteri ortak yükseltecin giriş empedansıdır. Transistörlü R-C devresinin osilatör frekansı; f = 1 R 2ΠRC 6 + 4( C ) R formülüyle bulunur. Burada R ve C değeri, frekans tespit edici tertipteki direnç ve kondansatör değeri, Rc ise kollektör yük direncidir. Osilasyon genliği ise RC osilatörde kullanılan yükselteç devresinin kazancına bağlıdır. Frekans tespit edici tertipte R = 10 K, C = 10 nf olarak seçilirse, devrenin çıkışından alınan sinyalin frekansını bulunuz. f = 1 ⎛ Rc ⎞ 2ΠRC 6 + 4⎜ ⎟ ⎝ R ⎠ = 1 ⎛ 5500 ⎞ 6,28.10.10 3.10.10 −9 6 + 4⎜ ⎟ ⎝ 10000 ⎠ = 10.2.2 OP-AMP’LI FAZ KAYMALI R-C OSİLATÖRÜ Şekil 10.3 OP-AMP’lı faz kaymalı R-C osilatör 1 = 555,55Hz 1,8.10 −3 Şekil 10.3’te gösterilen OP-AMP devresi inverting modda olup, 3 adet R-C frekans tespit ediciden oluşmuştur. Rf OP-AMP’ın kapalı çevrim kazancını belirleyen geri besleme direnci, R1 ise giriş direncidir. Her bir R-C’den oluşan frekans tespit edici tertip 600 faz kaymasına neden olur. Toplam 1800’lik faz kayması meydana gelir. Çıkıştan alınan sinüsoidal sinyalin frekansı; f = 1 2ΠRC 6 formülüyle bulunur. Devrenin osilasyon yapabilmesi için devre kazancının 29’dan büyük olması gerekir. Bundan dolayıdır ki Rf ≥ 29R1 olacak şekilde seçilmelidir. Şekil 10.4 OP-AMP’lı faz kaymalı osilatörün EWB programında uygulanması OP-AMP’lı faz kaydırmalı R-C osilatör devresinde, Rf = 1010 K, R1 = 33 K, R = 3,3 K ve C = 0,1 μ F ise devrenin osilasyon yapıp yapmadığını tespit ediniz. Osilasyon yapıyorsa hangi frekansta sinyal ürettiğini bulunuz. Av = − Rf R1 =− 1010 = −30,6 33 Av > 29 olduğundan devre osilasyon yapar. f = 1 2ΠRC 6 = 1 6,28.3,3.10 3.0,1.10 − 6 . 6 = 197 Hz 10.2.3 ARMSTRONG OSİLATÖR Şekil 10.5 Armstrong osilatör Bu osilatör devresi emiteri ortak bağlı yükselteç ile bu yükseltecin çıkışına bağlanan tank devresinden oluşur. Frekans tespit edici tertip Lp ve C’den oluştuğu için L-C osilatör tipine bir örnektir. Tank devresindeki transformatörün sekonderinden (Ls) yükselteç girişine C1 vasıtasıyla geri besleme yapılmıştır. Burada geri besleme oranı, transformatörün dönüştürme oranına bağlıdır. Osilatörün ürettiği sinüsoidal sinyalin frekansı; f = 1 2Π Lp.C formülüyle bulunur. 10.2.4 SERİ BESLEMELİ HARTLEY OSİLATÖRÜ Şekil 10.6 Seri beslemeli hartley osilatörü Diğer osilatörlerde olduğu gibi bir yükselteç ve L1, L2, CT’den oluşan tank devresinden oluşmuştur. L1, L2 ve CT’den oluşan tank devresi yükselteç ile +VCC güç kaynağı arasına seri bağlanmıştır. Bu nedenle bu devreye “seri hartley osilatörü” denir. Devreye dikkat edilirse; doğru akım, topraktan itibaren RE direnci, NPN tipi transistör, L1 ve RC üzerinden +VCC tatbik voltajına ulaşır. Tank devresinin bir kısmı +VCC güç kaynağı ile seri olduğundan devre seri beslemelidir. Tank devresinde L1+L2=LT ise çıkış sinyal frekansı; f = 1 2Π C T .LT formülü ile bulunur. Geri besleme L1 ve L2 bobinlerinin orta ucundan, yükseltecin girişine yapılmıştır. Bu devrede ; RB1-RB2 : Transistörün beyz polarmasını sağlayan voltaj bölücü dirençler RE-RC1 : Emiter direnci ve by-pass kondansatörü C1 : Beyz ile toprak arasında oluşan yüksek frekanslı osilasyonları söndüren, devrenin kararlı çalışmasını sağlayan kondansatör. L1-L2-CT : Frekans tespit edici tertip CB : Geri besleme kuplaj kondansatörüdür. 10.2.5 PARALEL BESLEMEL HARTLEY OSİLATÖRÜ Şekil 10.7 Paralel beslemeli hartley osilatörü Hartley osilatörlerin diğer tipi paralel hartley osilatörüdür. Seri ve paralel hartley osilatörlerin en belirgin özelliği orta uçlu bobinin kullanılmasıdır. Burada tank devresi, besleme gerilimine paraleldir. DC akım yolu; toprak, RE, NPN tipi transistör, RC ve +VCC besleme kaynağıdır. L1-L2 ve CT’den oluşan frekans tespit edici tank devresi, yükselteç üzerinden geçen DC akım yoluna paraleldir. Bundan dolayı, paralel beslemeli hartley osilatörü olarak ta bilinir. Devrede CC ve Cgb kondansatörleri, transistörün kollektör ve beyzini L1 ve L2 bobininden DC bakımdan ayırır. L1 ve L2 bobinleri orta uca sahip tek bir bobindir. Tank devresinin frekansı bobin ve kondansatörün değerine bağlıdır. Devrenin çalışma frekansı seri hartley osilatörde verilen formül ile bulunur. Paralel hartley osilatörde, LT = 400μH, CT = 100nF ise çıkıştan alınan sinüsoidal sinyalin frekansını bulunuz. f = 1 1 = 2..π . LT.CT 6,28. 400.10− 6.100.10 − 9 f = 25,18KHz 10.2.6 TRANSİSTÖRLÜ COLPITS OSİLATÖRÜ Şekil 10.8 Transistörlü colpits osilatörü Colpits osilatörlerde, C1 ve C2 gibi split kondansatörler, colpits osilatörlerin en belirgin özelliğidir. Bu osilatörün tank devresini L-C1 ve C2 elemanları oluşturur. Burada, C1 ve C2 seri bağlı olduğundan, tank devresinin eşdeğer kapasite değeri; CT = C1.C2 dir C1 + C2 Osilatörün çıkışından alınan sinüsoidal sinyalin frekansı; f = 1 ile bulunur. 2.π . L.CT Colpits osilatör devresinde; RE-CE : Emiter direnci ve by-pass kondansatörü RB1-RB2 : Beyz polarmasını sağlayan voltaj bölücü dirençler C3 : Beyzi AC sinyalde topraklayan by-pass kondansatörü L-C1-C2 : Frekans tespit edici tertip Transistör: Yükseltme elemanıdır. C1 ve C2’nin birleştiği noktadan, transistörün emiterine geri besleme yapılmıştır. Osilatörün çalışma frekansını, kondansatör ve bobin değerleri belirler. Şekil 10.9 Transistörlü colpits osilatörünün EWB programında uygulanması Şekil 10.9’da görüldüğü gibi devrenin çıkışından düzgün bir sinüsoidal sinyal alınır. Pratik uygulamalarda ise C1<C2 olarak seçilir. Transistörlü colpits osilatör devresinde frekans tespit edici tertipteki L = 100mH, C1 = 5nF, C2 = 10nF ise çıkıştan alınacak sinüsoidal sinyalin frekansını bulunuz. CT = f = 5.10 = 3,33nF 5 + 10 1 1 = = 8,73KHz 2.π . L.CT 6,28. 100.10− 3.3,33.10− 9 10.2.7 OP-AMP’LI COLPITS OSİLATÖRÜ Şekil 10.10 OP-AMP’lı colpits osilatörü OP-AMP ile gerçekleştirilen colpits osilatörü Şekil 10.10’da gösterilmiştir. Osilatörün çalışma frekansı Colpits devresinin LC geri besleme devresiyle ayarlanır. Şekil 10.11 OP-AMP’lı colpits osilatörünün EWB programında uygulanması Osilatörün çalışma frekansı; f = 1 2.π . L.CT , CT = C1.C2 C1 + C2 formülleriyle hesaplanır. OP-AMP ile gerçekleştirilen colpits osilatör devresinde, frekans tespit edici elemanlar C1 = C2 = 2μF, L = 50mH olduğuna göre devrenin çıkışından alınacak sinüsoidal sinyalin frekansını bulunuz. CT = f = 2.2 = 1μF 2+2 1 1 = = 712,14Hz 2.π . L.CT 6,28. 50.10 − 3.1.10 − 6 10.2.8 VOLTAJ KONTROLLÜ OSİLATÖR Voltaj kontrollü bir osilatör ( VCO ), frekansı, DC gerilim ile belirli sınırlar içinde ayarlanabilen, kare veya üçgen dalga üreten bir devredir. Şekil 10.12 555 entegresiyle yapılan voltaj kontrollü osilatör devresi Her bir voltaj kontrollü osilatörde çıkıştan alınan sinyalin frekansı DC tatbik voltajı ile değişmez. Şekil 10.12’deki devrede çıkıştan alınan kare ve üçgen dalganın frekansı, R veya C elemanlarının değiştirilmesiyle mümkündür. Devrenin çalışma frekansı; f = 1,44 (RA + 2.RB).C formülü ile bulunur. Şekil 10.13 VCO ' nun EWB programında uygulanması 10.2.9 KRİSTAL KONTROLLÜ OSİLATÖRLER Şekil 10.14 Transistörlü kristal kontrollü osilatör Şekil 10.14’te, kristalin seri rezonans frekansında çalışabilmesi için geri besleme yoluna seri olarak bağlanmıştır. Burada geri besleme miktarı en büyük düzeydedir. NPN tipi transistör, yükselteç devresini oluştururken R1, R2 gerilim bölücü devresini oluşturur. RFC ( Radyo Frekans Şok ) bobini ise kollektöre DC ön gerilimi sağlar ve yüksek frekanslı sinyalleri güç kaynağından izole eder. CC ise, kollektör ile beyz arasında DC bloklamayı sağlar. Devrenin osilasyon frekansı, kristalin seri rezonans frekansı ile belirlenir. Şekil 10.15 Paralel rezonans frekansında çalışan kristal kontrollü osilatör Bir kristalin, paralel rezonansta empedansı maksimum olduğu için Şekil 10.15’te görüldüğü gibi devreye paralel bağlanır. Paralel rezonans frekansında kristalin empedansı yüksek olduğu için üzerindeki gerilim düşümü de maksimum olur. Şekil 10.16 OP-AMP’lı kristal kontrollü osilatör devresi Şekil 10.16’da görüldüğü gibi kristal kontrollü osilatör devresinde OP-AMP kullanılabilir. Bu devrede kristal, geri besleme yoluna seri bağlanmıştır. Dolayısıyla kristal, seri rezonans frekansında çalışır. Bu devrenin çıkışından kare dalga alınır. Tam olarak zener geriliminde çıkış genliğini sağlamak için çıkışa bir çift zener bağlanmıştır. 10.2.10 TRANSİSTÖRLÜ TESTERE DİŞİ JENERATÖRÜ Şekil 10.17 Basit Testere Dişi Jeneratörü Şekil 10.17’deki transistör anahtar gibi çalışmaktadır. Girişe uygulanan Vİ sinyali kare dalga olup genliği, transistörü kesim ve doyumda çalıştırabilecek seviyededir. Girişe uygulanan kare dalganın (-) alternansında transistör kesimde olup C kondansatörü, RC üzerinden şarj olur. Girişe uygulanan kare dalganın (+) alternansında transistör doyuma gider ve C kondansatörü, Q1 transistörü üzerinden deşarj olur. Kondansatörün şarj ve deşarjı ile çıkıştan testere dişi dalga elde edilir. Şekil 10.18 Basit testere dişi jeneratörünün EWB programında uygulanması Şekil 10.19’da iki transistör ile yapılan testere dişi jeneratör devresinde, tek transistör ile gerçekleştirilen jeneratör devresinde olduğu gibi çıkıştan testere dişi sinyal elde edilir. Şekil 10.19 İki transistör ile yapılan testere dişi jeneratör devresi